Oszillatoren
Oszillatorschaltungen gibt es natürlich in großer Auswahl im Internet und in der einschlägigen Fachliteratur. Trotzdem möchte ich an dieser Stelle einige unbekannte oder weniger bekannte Schaltungen, größtenteils aus eigener Entwicklung vorstellen, die sich durch ganz besondere Eigenschaften auszeichnen. Angefangen bei Oszillatoren mit extrem niedriger Leistungsaufnahme bis zu Leistungsoszillatoren im kW-Bereich.Für Batteriebetriebene Geräte benötigt man Oszillatoren mit besonders geringem Eigenverbrauch. Normalerweise versucht man durch Verwendung von CMOS-ICs den Stromverbrauch zu minimieren. Bei Oszillatorschaltungen funktioniert das aber leider nicht so gut. Oszillatorschaltungen arbeiten immer mit flachflankigen Signalen, die dazu führen, dass die beiden MOSFETs eines CMOS-Ausgangs zeitweise gleichzeitig leiten. Dabei kommt es periodisch zu Spitzen in der Stromaufnahme, die sich zu einer permanenten Stromaufnahme aufintegrieren. Zur Reduktion der Stromaufnahme verwendet man häufig ungepufferte CMOS-Bausteine, z.B. den CD4069UB. Dennoch ist die Stromaufnahme immer noch so hoch, dass kleine Batterien schnell entladen werden. Selbst die CMOS-Version des populären 555-Timers verbraucht immer noch rund 100µA. Eine kleine Batterie mit 100mAh würde demnach bereits nach 1000 Stunden, also nach ca. 6 Wochen Dauerbetrieb allein durch den Oszillator leergesaugt sein.
Ein weiteres Problem ist die niedrige Ausgangsleistung dieser Oszillatoren. Sie sind bestenfalls zur Signalerzeugung, nicht jedoch für Stromversorgungszwecke geeignet. In Batteriebetriebenen Geräten ist es manchmal notwendig, neben der Batteriespannung eine weitere Spannung permanent zur Verfügung zu stellen. Dazu benötigt man einen Rechteckgenerator ausreichender Leistung, der eine Ladungspumpe speist und im Leerlauf möglichst wenig Leistung benötigt.
Interessanterweise lässt sich ein Oszillator mit extrem niedriger Leistungsaufnahme und vergleichsweise kräftiger Ausgangsstufe mit einer diskret aufgebauten, etwas abgewandelten klassischen Multivibratorschaltung sehr einfach realisieren:
Ultra-Low-Power-Oszillator
Wie man sieht, ist der astabile Multivibrator extrem hochohmig
aufgebaut. Damit die Schaltung trotz der kleinen
frequenzbestimmenden Kondensatoren noch zuverlässig
anschwingt, wurden HF-Transistoren eingesetzt. Durch die
hochohmigen Arbeitswiderstände beträgt die Stromaufnahme der
Schaltung nur ca. 20 µA bei einer Schwingfrequenz im
kHz-Bereich. Die Ausgänge steuern zwei MOSFETs im Gegentakt
an. Die verwendeten MOSFETs zeichnen sich durch eine geringe
Steuerspannung und eine geringe Gate-Kapazität aus. Mit einem
Kanalwiderstand von wenigen Ohm können die MOSFETs problemlos
einige 100 mA liefern. Durch die Arbeitswiderstände R1 und R3
können die Gates der MOSFETs nur relativ langsam aufgeladen
werden. Dadurch ist die Größe der MOSFETs und die
Schwingfrequenz zwar stark begrenzt, der Vorteil ist aber,
dass sichergestellt ist, dass die Einschaltphasen der MOSFETs
durch eine großzügige Totzeit voneinander getrennt sind.
Um T3 richtig durchschalten zu können, wird eine erhöhte
Gatespannung benötigt. Diese wird von C3 geliefert, während T4
sperrt. Die erhöhte Gatespannung verlängert die Ladezeit von
C1, der zum Ausgleich nur halb so groß wie C2 ist. Dadurch
erhält man trotz der Asymmetrie der Schaltung noch eine
einigermaßen symmetrische Rechteckspannung. Rechts im Bild ist
eine verbesserte Version der Schaltung mit einer als
Spannungsverdoppler geschalteten Ladungspumpe zu sehen. Leider
ist das Anschwingverhalten der klassischen
Multivibratorschaltung etwas kritisch. Ist die
Stromverstärkung der Transistoren zu klein, können diese nicht
mehr bis zum Ende der Leitphase richtig durchschalten. Die
Recheckspannung wird dementsprechend unsauber. Ist die
Stromverstärkung zu hoch, schalten die Transistoren zwar
richtig durch, können wegen der Übersättigung im statischen
Betrieb aber nicht verstärken. Die ausbleibende Mitkopplung
verhindert dann ein sicheres Anschwingen des Oszillators. Um
das Anschwingverhalten des Oszillators zu verbessern, sind die
Widerstände R5 und R6 jeweils zwischen Basis und Kollektor der
Oszillator-Transistoren geschaltet. Damit ist sichergestellt,
dass sich die Transistoren, wenn der Oszillator noch nicht
angeschwungen ist, in einem für die Mitkopplung günstigen
Arbeitspunkt befinden. Ein sauberes Schalten der Transistoren
und der MOSFETs ist in diesem Modus jedoch nicht möglich.
Dadurch kann die Stromaufnahme der Schaltung erheblich
steigen. Deshalb schaltet ein P-Kanal-MOSFET nach dem
Anschwingen des Oszillators zwei weitere Basiswiderstände für
die Transistoren gegen +9V zu. So können die Transistoren bis
zur folgenden Sperrphase sauber durchschalten. Die verwendeten
Schottky-Dioden sind zwar etwas überdimensioniert, ermöglichen
aber eine geringe Verlustspannung. Im Normalfall wird eine
BAT42 ausreichen.
Der "ADAM" (Advanced Diskrete Astable Multivibrator);
Wie man noch erkennen kann, ist der "ADAM" eine Erweiterung
des klassischen astabilen Multivibrators. Es gibt 3
wesentliche Nachteile des klassischen Multivibrators, die in
dieser Schaltung behoben wurden:
1. Einstellung des Basisstroms
Der Basisstrom wird durch die zeitbestimmenden Widerstände R2
und R3 bestimmt. Diese hängen klassischerweise direkt an der
positiven Betriebsspannung. Sind die Widerstände zu groß,
schalten die Transistoren nicht mehr richtig durch und man
bekommt keine definierte bzw. stabile Rechteckspannung. Sind
die Widerstände zu klein, werden die Transistoren in die
Sättigung gefahren und haben keine ausreichend große
Verstärkung mehr. Das kann zur Folge haben, dass der
Oszillator nicht zuverlässig anschwingt. Da der Effekt direkt
von der Stromverstärkung der Transistoren abhängt, kann die
Funktion des Oszillators massiv durch Exemplarsteuungen
beeinträchtigt werden. Eine Notlösung des Problems besteht
darin, dass man R2 und R3 jeweils zwischen Basis und Kollektor
eines Transistors schaltet. Dann können die Transistoren
aufgrung der statischen Gegenkopplung nicht mehr in die
Sättigung getrieben, aber auch nicht mehr richtig
durchgeschaltet werden. Die Transistoren werden nur beim Laden
von C1 und C2 über die Basis kurz voll durchgeschaltet und
fallen dann wieder in einen halboffenen Zustand zurück. Man
bekommt so nicht einmal eine richtige Rechteckspannung. Da die
Ladezeiten dadurch verkürzt werden, wird auch die
Schwingfrequenz instabil. Abhilfe schafft hier eine
automatische Abschaltung der statischen Gegenkopplung nach der
Anlaufphase. D1 und R2 bzw. D2 und R3 bewirken in der
Anlaufphase eine statische Gegenkopplung, die die Transistoren
in einen Arbeitspunkt mit ausreichender Verstärkung bringt und
so ein Anschwingen des Oszillators erzwingt. Ist der
Oszillator angeschwungen, laden sich C4 und C5 fast auf die
Betriebsspannung auf, sodass die Widerstände R2 und R3 im
laufenden Betrieb des Oszillators einen ausreichend hohen
Basisstrom liefern können, um T1 und T2 richtig
durchzuschalten. Auf diese Weise schwingt der Oszillator
zuverlässig an und erzeugt trotzdem eine saubere
Rechteckspannung mit definierter Amplitude und Frequenz.
2. Erhöhung der Betriebsspannung
Die Kondensatoren C1 und C2 werden in etwa auf die
Betriebsspannung aufgeladen und dann über die B-E-Strecke der
Transistoren T1 und T2 entladen. Da die zulässige
B-E-Sperrspannung der meisten bipolaren Transistoren kaum mehr
als 5V beträgt, ist die Betriebsspannung des klassischen
Multivibrators auf ca. 6V begrenzt. Damit die Schaltung auch
bis min. 24V funktioniert, wurden die Dioden D3 und D4 in die
Emitterleitungen der Transistoren T1 und T2 eingefügt. Dadurch
kann das Emitterpotential des jeweils gesperrten Transistors
T1 oder T2 von der Basisspannung mit ins Negative gezogen
werden. Dies passiert automatisch durch den kontrollierten
Durchbruch der B-E-Strecke, der irgendwo oberhalb von 5V
einsetzt. Durch diese Maßnahme ist die Betriebsspannung
theoretisch unbegrenzt. Allerdings ist zu beachten, dass an
der B-C-Strecke von T1 und T2 etwa die doppelte
Betriebsspannung auftritt. Natürlich müssen auch die anderen
Bauteile für höhere Betriebsspannungen entsprechend
dimensioniert werden.
3. Größere Steilheit des steigenden Flanke
Soll der Oszillator z.B. der Ansteuerung einer
Leistungsendstufe dienen, sind steile Flanken der
Rechteckspannung wünschenswert. Der klassische Multivibrator
hat den Nachteil, dass die steigende Flanke über einen
Pullup-Widerstand generiert wird. Schon die Ladung von C2
bremst die steigende Flanke erheblich. Wenn dann noch eine
zusätzliche kapazitive Last, z.B. ein MOSFET, angeschlossen
wird, wird die Flanke zunehmend verschliffen. Abhilfe schafft
hier der Transistor T3. Der positiven Flanke des
Ausgangssignals, geht die negativen Flanke Der C-E-Spannung
von T1 unmittelbar voraus und erzeugt über den kleinen
Kondensator C3 einen kurzen aber kräftigen Basisstromimpuls in
T3. Dieser schaltet dann die Ausgangsspannung sehr
steilflankig auf die Betriebsspannung. Damit die Flanke nicht
durch C2 gebremst wird, wurde der Vorwiderstand R4 eingefügt.
Die Schaltung wurde hier für kapazitive Lasten, insbesondere
zur Verwendung als Gate-Treiber optimiert.
Hier stellt sich natürlich die Frage, welcher Vorteil sich aus
dem diskreten Aufbau ergibt. Die Vermeidung integrierter
Schaltungen kann u.U. Beschaffungsprobleme bei der
Serienfertigung vermeiden helfen. Bei einer automatisierten
SMD-Bestückung spielt die absolute Anzahl der Bauteile keine
so große Rolle mehr. Vielmehr zählt die Anzahl verschiedener
Bauteile. Je mehr verschiedene Bauteile man verwendet und je
weniger Hersteller ein verwendetes Bauteil im Programm haben,
desto größer ist die Wahrscheinlichkeit von
Beschaffungsproblemen in der Serienfertigung. Letztendlich ist
das auch ein Kostenfaktor. Ganz davon abgesehen tragen diskret
aufgebaute Schaltungen auch weit mehr zum Verständnis der
Funktion bei als integrierte Schaltungen.
Impuls-/Kippgeneratoren
Bei vielen Anwendungen, wie z.B. PWM-Modulatoren oder
Zündimpulsgeneratoren werden nur kurze Impulse ggf. mit
stabiler Wiederholfrequenz benötigt. Diese lassen sich z.B.
mit einem 555-Baustein oder auch mit Logikbausteinen
generieren. Wie die folgende Schaltung aus eigener Entwicklung
zeigt, lassen sich solche Generatoren aber so einfach diskret
aufbauen, dass es fraglich ist, ob sich der Einsatz
integrierter Schaltungen überhaupt lohnt. Diskrete Schaltungen
haben oft auch den Vorteil, dass sie sich besser für die
jeweilige Anwendung optimieren lassen. Die Besonderheit der
folgenden Schaltung besteht darin, dass sie einen Stromspiegel
als wesentliches Funktionselement beinhaltet. Damit der
Oszillator anschwingt, muss die Verstärkung in der Mitkopplung
größer 1 sein. Um das zu erreichen, wird die Basis von T1 über
R2 mit einem relativ kleinen Basisstrom vorgespannt. T1
verstärkt diesen Strom und gibt ihn über R1 auf den
Stromspiegel (T2, T3). R1 ist so niederohmig, dass der zu
erwartende Kollektorstrom von T1 im vorgespannten Zustand nur
einen geringen Spannungsabfall an R1 verursacht und T1
keinesfalls in die Sättigung gerät. Somit arbeitet T1 im
Verstärkerbetrieb und der Kollektorstrom wird 1:1 auf R3
gespiegelt, wo er ebenfalls einen kleinen Spannungsabfall
bewirkt. Die Spannung an R3 wird über C1 wieder auf die Basis
bon T1 zurückgekoppelt. Die invertierende Funktion des
Stromspiegels ergibt zusammen mit der Inversion in T1 eine
positive Gesamtverstärkung in der Mitkopplung. Zwar hat der
Stromspiegel keine verstärkende Funktion, aber T1 sorgt für
eine ausreichende Verstärkung. Sobald also der Basisstrom über
R2 einsetzt, kommt eine sich verstärkende Mitkopplung
zustande, die T1 innerhalb von ns in die Sättigung treibt.
Dabei fließt der max. Strom (~50mA) durch den Stromspiegel
auch in R3. R3 wurde etwas größer gewählt als R1, damit T3
knapp bis in die Sättigung gefahren wird und dessen
Kollektorspannung zuverlässig fast die Betriebsspannung
erreicht. Dabei wird auch C1 fast bis auf die Betriebsspannung
aufgeladen, wobei dessen Ladestrom T1 voll durchschaltet.
Dieser Vorgang dauert bei der angegebenen Dimensionierung max.
wenige 10ns. Ist C1 aufgeladen, bricht der Basisstrom von T1
ab. Folglich bricht auch der Strom durch den Stromspiegel und
R3 sowie die Spannung an R3 zusammen. Der immer noch geladene
C1 liegt dann mit seinem positiv Pol auf fast 0V und der
negative Pol lässt die Basisspannung von T1 auf einen
negativen Wert in Höhe der Betriebsspannung sinken. Damit sind
dann alle Transistoren gesperrt. Dieser Zustand bleibt so
lange erhalten, bis sich C1 über R2 soweit aufgeladen hat,
dass der Basisstrom wieder einsetzen und der nächste Zyklus
beginnen kann.
Besonders einfacher diskret aufgebauter Impulsgenerator in
5V- und 15-V-Ausführung
L-C-Sinusoszillatoren
für höhere Betriebsspannungen und/oder Leistungen werden auch
im Zeitalter der MOSFETs traditionell immer noch vorzugsweise
mit bipolaren Transistoren aufgebaut. Diese haben den Vorteil,
dass die steile Kennlinie der B-E-Strecke beim Anlegen der
rückgekoppelten Schwingkreisspannung ein relativ
steilflankiges Ein- und Ausschalten des Transistors erlaubt,
was für einen guten Wirkungsgrad von großer Bedeutung ist.
MOSFETs lassen sich zwar mit deutlich höheren Frequenzen und
im Niedervoltbereich auch mit deutlich höheren Strömen
betreiben, bei einfachen Oszillatorschaltungen wirkt sich aber
ihre recht flache Übertragungskennlinie störend aus. Zwischen
der Schwellspannung des MOSFETs und der vollständigen
Durchsteuerung liegen meistens mehr als 5 Volt. Ein sauberes
Ein- und Ausschalten mit Hilfe der rückgekoppelten mehr oder
weniger sinusförmigen Schwingkreisspannung ist da kaum noch
möglich. Um dennoch MOSFETs für effiziente Oszillatoren
einsetzen zu können, kann man die Rückkopplungsspannung sehr
hoch wählen. Die meisten MOSFETs vertragen aber kaum mehr als
+/- 20V Gatespannung, sodass die Rückgekoppelte Spannung rund
25 Vss nicht übersteigen darf. Wählt man nun die
Rückkopplungsspannung deutlich höher, muss sie auf diesen Wert
begrenzt werden. Das ist aber nicht so einfach, wie man meinen
könnte. Einerseits muss die Rückkopplung niederohmig sein,
damit sie einen kräftigen Gatestrom liefern und den MOSFET
schnell und sauber schalten kann und andererseits würde die
einfache Begrenzung eines niederohmigen Steuersignales, z.B.
mittels einer Zenerdiode bei hoher Steuerspannung erhebliche
Verluste verursachen. Dieses Problem lässt sich mit folgender
Schaltung relativ einfach lösen:
MOSFET-Sinusoszillator mit hohem Wirkungsgrad
Den aktiven Teil des Oszillators bildet der MOSFET T1. W1 und
C1 bilden den frequenzbestimmenden Schwingkreis. R1 liefert
die Gate-Vorspannung für T1, die von ZD2 auf 10 V begrenzt
wird. In der Anschwingphase ist T2 zunächst leitend und
verbindet das Gate von T1 über R3 und C2 niederohmig mit der
rückgekoppelten Spannung aus W2. Der Oszillator beginnt, wie
gewohnt, zu schwingen. Dabei steigt der Drainstrom von T1 mit
jeder Periode, bis er von R4 und T3 auf ca. 3 A begrenzt wird
(der Wert von R4 muss der jeweiligen Anwendung angepasst
werden). Durch den Einsatz der Strombegrenzung verschiebt sich
der Gleichspannungswert der Gatespannung durch Ladung von C2
ins Negative. Dadurch stellt sich am Gate von T1 eine Spannung
ein, deren positiver Spitzenwert gerade ausreicht, T1 richtig
durchzuschalten. Der negative DC-Anteil gelangt über R2 auf
das Gate von T2 und wird dort von ZD1 auf -3V begrenzt. Sobald
sich die Gatespannung von T1 von oben der Nulllinie nähert,
beginnt T2 zu sperren und trennt so die rückgekoppelte
Spannung vom Gate des T1. Da T2 eine Sperrspannung von 200
Volt hat, darf die rückgekoppelte Spannung Werte bis etwa 200
Vss erreichen. C2 lädt sich durch den Kollektorstrom von T3
soweit auf, dass die positive Spitze der rückgekoppelten
Sinusspannung gerade ausreicht, den MOSFET voll
durchzuschalten. Wenn man W2 nun so dimensioniert, dass im
stationären Schwingbetrieb etwa 150...200 Vss anliegen, erhält
man eine ausgesprochen steilflankige Gateansteuerung von T1
mit entsprechend gutem Wirkungsgrad.
Zu achten ist auf eine gute Kopplung von W1 und W2, damit die
Gatespannung für T1 ausreichend niederohmig ausgekoppelt
werden kann.
Wegen des Source-Widerstandes R4, an dem bis zu 0,7 V abfallen
können, empfiehlt sich diese Schaltung nicht für
Betriebsspannungen unter 12 Volt zu verwenden, da sonst der
Wirkungsgrad erheblich leiden würde.
Je nach Stromflusswinkel ergibt sich eine mehr oder weniger
starke Abplattung des unteren Scheitels der Sinusspannung am
Schwingkreis. Der Stromflusswinkel hängt wiederum von der
Strombegrenzumg, der Betriebsspannung und der Impedanz des
Schwingkreises ab. Je größer die Impedanz, je niedriger die
Betriebsspannung und je höher der Einsatz der Strombegrenzung,
desto platter der untere Scheitel. Im Extremfall kann der
Sinus zu einem schmalen positiven Impuls entarten, wie es auch
in Zeilenendstufen von CRT-Monitoren der Fall ist. Der andere
Extremfall ist ein sehr kleiner Stromflusswinkel, bei dem die
Abweichung von der Sinusform kaum sichtbar ist. Die
Energiezufuhr während des Stromflusses ist durch die
Strombegrenzung festgelegt. Wenn der Schwingkreis nur
unwesentlich gedämpft ist, wird die während der
Stromflussphase in den Schwingkreis eingekoppelte Energie zu
Beginn der nächsten Stromflussphase zunächst wieder in die
Spannungsquelle zurückgeführt, bevor sie am Ende der
Stromflussphase wieder in den Schwingkreis zurückwandert. Im
Idealfall (ungedämpfter Schwingkreis) beginnt der Stromfluss
mit seinem negativen Maximalwert und steigt linear an. Beim
halben Stromflusswinkel gibt es einen Vorzeichenwechsel,
verbunden mit der Richtungsumkehr des Energieflusses. Beim
positiven Maximalwert des Stromes setzt die Strombegrenzung
ein und beendet die Stromflussphase. Eine Amplitudenregelung
ist i.d.R. Nicht notwendig, da sich der Scheitelwert
automatisch auf den Wert der Betriebsspanung einstellt.
Manchmal ist es erwünscht, Eine Schwingkreisspule ohne Kopplungswicklung oder Anzapfung zu verwenden. Die bekannteste Oszillatorschaltung dafür ist der Collpits-Oszillator. Wegen seiner Funktionsweise hat er aber keinen hohen Wirkungsgrad und ist daher nur für kleine Leistungen brauchbar. Eine andere weniger bekannte Schaltung benötigt außer dem Schwingkreis nur zwei bipolare Transistoren und einen Widerstand, ist aber nur für Kleinsignalanwendungen geeignet. Eine interessante messtechnische Anwendung dieser Schaltung ist das Induktivitätsmeßgerät.
Mit MOSFETs lassen sich auch zweipolige Oszillatorschaltungen höherer Leistung realisieren, wie die folgende Schaltung zeigt:
Zweipoliger MOSFET-Sinusoszillator mit hohem
Wirkungsgrad
Die Rückkopplung erfolgt hier direkt über den Drain von T1. C2
und C3 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, der die
Schwingkreisspannung durch vier teilt.
Bei Betrieb an gesiebter Netzgleichspannung ist an C3 im
stationären Betrieb eine Spannung von ca. 160 Vss zu erwarten.
Zur Entlastung des hochohmigen kapazitiven Spannungsteilers
wird die Spannung an C3 mit dem Sourcefolger T2 niederohmig
auf den Source von T1 zurückgekoppelt. Dieser arbeitet in
Gateschaltung und sorgt für die nötige Spannungsverstärkung
zur Erfüllung der (An)Schwingbedingung. Nach dem Einschalten
wird das Gate von T2 über R5 auf null Volt geladen. Die feste
Gatespannung von T1 (12 V) reicht dann aus, um T1 und T2 in
einen halboffenen Zustand zu versetzen, sodass diese als
Verstärker arbeiten können. Wenn die Schwingung einsetzt,
begrenzt D3 mit ZD4 die negative Spannungsspitze auf ca. -6V.
Dadurch wird der DC-Anteil der Gatespannung von T2 soweit noch
oben verschoben, dass der untere Spitzenwert des AC-Anteiles
auf C3 gerade ausreicht, um T1 und T2 durchzuschalten.
Man erreicht dadurch wieder einen sehr scharf abgegrenzten
kleinen Stromflusswinkel. Eventuell muss der Spannungswert von
ZD4 an den verwendeten MOSFET und den zu erwartenden
Spitzenstrom angepasst werden. Um T2 auch bei hohen Strömen
sicher in die Sättigung zu bringen, kann ein negativer
Spitzenwert von -10 bis -15V nötig sein.
Der positive Spitzenwert kann dann auf über 150 V ansteigen.
D1 hält diese Spannung vom Source des T1 fern. Beim weitgehend
ungedämpften Schwingkreis muss auch ein relativ großer Strom
rückwärts durch T1 fließen, da ja in der ersten Hälfte
der Stromflussphase die Energie zunächst aus dem Schwingkreis
in die Stromversorgung zurückgespeist wird. Dieser Rückstrom
wird relativ verlustarm über die die Schottky-Diode D4 gegen
Masse abgeleitet.
Diese Schaltung ist vorzugsweise für höhere Betriebsspannungen
geeignet. Das liegt zum einen daran, dass der Strom außer
durch T1 durch einen Widerstand und einen P-Kanal-MOSFET
fließen muss, was keine hohen Ströme zulässt und zum anderen
daran, dass man bei niedrigen Betriebsspannungen
möglicherweise keine genügend hohe Spannung zur optimalen
Ansteuerung von T2 erhält.
Ein Nachteil der bisher beschriebenen Sinusoszillatoren ist,
dass sie nur stabil arbeiten, wenn der Schwingkreis relativ
wenig gedämpft ist. Dazu kommt der relativ kleine
Stromflusswinkel, der keine große Energiezufuhr zulässt. Man
kann solchen Oszillatoren also nicht sehr viel Energie
entziehen, was die Anwendungen bei hohen Leistungen
einschränkt.
Um Sinusoszillatoren mit hoher Leistungen zu realisieren,
benötigt man einen möglichst großen Stromflusswinkel. Ideal
dafür geeignet ist der sog. Royer-Oszillator, der dem
Schwingkreis permanent Energie zuführt, sofern diese auch
entnommen wird. Genau genommen ist die Bezeichnung
"Royer-Oszillator" falsch, da die von Royer beschriebene
Schaltung nur ein einfacher Gegentakt-Rechteckgenerator war.
Der üblicherweise als Royer-Oszillator bezeichnete
Sinusoszillator wurde, soweit das heute noch nachvollziehbar
ist, erstmalig von P. J. Baxandall beschrieben.
Weite Verbreitung hat dieser Oszillatortyp bei Invertern für CCFL-Röhren gefunden. Er ist traditionell mit 2 bipolaren Transistoren aufgebaut und liefert meistens nur kleinere Leistungen bis 20 W. Neuerdings werden solche Oszillatoren auch mit MOSFETs aufgebaut. Der Vorteil ist, dass man auf die Rückkopplungswicklung vollständig verzichten und problemlos höhere Frequenzen bei höheren Leistungen erzielen kann. Folgende Schaltung ist bereits seit Längerem im Internet im Umlauf:
Royer-Oszillator mit MOSFETs
Zur Erklärung der Funktionsweise sollte man sich zunächst die
Drossel Dr durch eine Konstantstromquelle ersetzt denken. Die
Spannung am noch nicht schwingenden Schwingkreis steigt dann
an, was auch zum Anstieg der Gatespannungen der MOSFETs führt.
Die Gates werden über die Widerstände R1 und R2 geladen, die
von einer 12-V-Hilfsspannungsversorgung gespeist werden. Die
Gatespannungen steigen, bis die Drainströme die
Drainspannungen soweit sinken lassen, das die Gatespannungen
durch die Dioden D1 und D2 am weiteren Anstieg gehindert
werden. Es stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein, in dem
die MOSFETs als analoge Verstärker arbeiten. Da jeder MOSFET
eine Spannungsverstärkung >1 hat und dabei das Signal in
der Phase um 180° dreht ergibt sich insgesamt ein
schwingfähiges System. Da sich der Gleichgewichtszustand bei
Gatespannungen deutlich unter 12 V einstellt, fließt ein Strom
über die Widerstände R1 und R2. Da dieser Strom über die
Dioden D1 und D2 fließen muss sind diese in der Anschwingphase
beide leitend und verbinden damit signaltechnisch jeweils das
Gate eines MOSFETs mit dem Drain des anderen MOSFETs. Ist die
Schwingung erstmal in Gang gekommen, geht die Schaltung sehr
schnell vom Klein- in den Großsignalbetrieb über. Sobald die
Drainspannung die 12-V-Hilfsspannung überschreitet, sperrt die
jeweilige Diode und trennt das Gate vom Drain. Das ist
wichtig, weil die Gatespannung ca. 20 V nicht übersteigen
darf. Die Drainspannung steigt auf min. die 3-fache
Versorgungsspannung des Oszillators und kann damit in den
meisten Fällen oberhalb der 20-V-Grenze liegen.
Beim Nulldurchgang der Schwingkreisspannung stellt sich
kurzzeitig der Zustand ein, der auch in der Anschwingphase
herrscht und bei dem beide MOSFETs mehr oder weniger leitend
sind. Im Gegensatz zur Anschwingphase ist im stationären
Schwingungsfall aber die gesammte Energie des Schwingkreises
in der Schwingkreisspule gespeichert, sodass dieser
undefinierte „Schaltzustand“ der MOSFETs nach kürzester Zeit
wieder beendet wird. Die MOSFETs schalten umso sauberer, je
schneller der Nulldurchgang im kritischen Bereich von +/- 10V
durchlaufen wird. Deswegen arbeitet die Schaltung umso
effektiver, je höher die Betriebsspannung ist.
Die Drossel Dr ersetzt die Konstantstromquelle. Ihre
Induktivität ist i.d.R. Deutlich größer als die der
Schwingkreisspule, sodass der Versorgungsstrom tatsächlich nur
mit einem geringen Wechselanteil überlagert ist. Idealerweise
speist man den Drosselstrom in der Mittelanzapfung der
Schwingkreisspule ein. Dort ist die AC-Amplitude am geringsten
und die Frequenz doppelt so hoch wie am Spulenende, sodass die
Drosselspule kleinstmöglich gewählt werden kann. Genauso ist
es aber auch möglich, den Strom an einem oder mit zwei
Drosseln an beiden Spulenenden einzuspeisen. Die Drossel(n)
müssen dann aber stärker dimensioniert werden.
Die Schaltverluste der MOSFETs sind vergleichsweise gering, da
der Drainstrom immer im Spannungsnulldurchgang ein- und
ausgeschaltet wird. Der Royer-Oszillator zählt somit zur
Gruppe der ZVS(Zero-Voltage-Switching)-Resonanzwandler.
Fälschlicherweise wird diese Schaltung häufig nur als "ZVS"
bezeichnet. Tatsächlich ist das aber nur eine von vielen
Schaltungen bzw. Resonanzwandlern, die im ZVS-Modus arbeiten.
Die beschriebene Schaltung ist zwar schon ganz brauchbar, hat
aber noch einige Nachteile: Ein wesentlicher Nachteil besteht
im Anschwingverhalten. Damit der Oszillator zuverlässig
anschwingen kann, muß eine ausreichende Mitkopplung
gewährleistet sein. Dazu müssen die beiden Dioden leitend
sein, also von einem ausreichend großen Strom durchflossen
werden. Das ist aber nur dann der Fall, wenn die
Betriebsspannung an den Widerständen um min. 1 Volt höher ist
als die Drainspannung der MOSFETs. Ist der Oszillator noch
nicht angeschwungen oder setzt die Schwingung durch
kurzzeitige Überlastung aus, ist die Drainspannung der MOSFETs
identisch mit der Betriebsspannung des Oszillators. Werden
auch die Widerstände mit dieser Betriebsspannung versorgt,
liegt an den Dioden keine Spannung an. Die Dioden sind dann
hochohmig und es kann keine Mitkopplung stattfinden. Es fließt
dabei ein sehr hoher Strom, der die Transistoren in kurzer
Zeit zerstören kann oder zumindest die Versorgungsspannung bis
auf wenige Volt kurzschließt.
Ein weiterer Nachteil ist die Stromzuführung für die
Gatespannungen. Die Widerstände R1 und R2 müssen den Gatestrom
liefern, um die MOSFETs möglichst schnell einzuschalten. Dazu
sollten sie möglichst niederohmig sein. Andererseits liegt an
einem der Widerstände immer die Hilfsspannung an, was zu einer
erheblichen Verlustleitung führen kann. Man wird also immer
einen Kompromiss zwischen Schaltgeschwindigkeit und
Wirkungsgrad finden müssen. Weiterhin benötigt man eine
Hilfsspannung von ca. 12 V die die nicht unerhebliche
Verlustleistung in den Widerständen R1 und R2 aufbringen muss.
Bei höheren Betriebsspannungen kann das ein wesentlicher
Nachteil sein.
Um diesen Nachteil zu beseitigen habe ich folgende Schaltung
entwickelt, die mit einer leistungslosen Hilfsversorgung
auskommt und trotzdem einen sehr hohen Gate-Ladestrom
aufbringen kann. Diese Schaltung ist registriert und geschützt
beim DPMA
MOSFET-Royer-Oszillator mit hocheffizienter
Gateansteuerung
Der Trick der Schaltung besteht darin, dass die Dioden durch
N-Kanal-MOSFETs ersetzt wurden, die mit einer festen
Gatespannung von z.B. 18 V versorgt werden. Bei
Drainspannungen unter ca. 12 V sind diese Steuer-MOSFETs
bidirektional leitend und verbinden die Gates von T1 und T2
mit dem Drain des jeweils anderen MOSFETs. Im Nulldurchgang
der Schwingkreisspannung können die Gates von T1 und T2 nun
niederohmig und dementsprechend schnell umgeladen werden.
Sobald die Drainspannung von T1 oder T2 jedoch auf über ca. 15
V steigt, beginnen die Steuer-MOSFETs zu sperren und trennen
die Gates vom Lastkreis. Da die Gateladung von T1 und T2 nun
vollständig dem Lastkreis entnommen wird, ist keine
zusätzliche Hilfsleistung mehr erforderlich. Lediglich die
Gatespannung von T3 und T4 muss leistungslos zur Verfügung
gestellt werden, was sich aber mit Widerstand und Zenerdiode
leicht realisieren lässt. Da T3 und T4 nur den Gatestrom von
T1 und T2 liefern müssen, können sie wesentlich kleiner
ausfallen als diese und müssen i.d.R. Auch nicht gekühlt
werden. Sie müssen allerdings die gleiche maximale
Drain-Source-Spannung vertragen wie diese. Eine Besonderheit
dieser Schaltung, die es zu beachten gilt ist, dass Die
Gatespannung von T3 und T4 nicht später angelegt werden darf
als die Betriebsspannung. Da die Gatespannung über R1 und C1
etwas verzögert wird, könnte die Inbetriebnahme der Schaltung,
wie sie oben abgebildet ist, bereits Probleme bereiten. Steigt
die Gatespannung von T3 und T4 zu langsam an, während die
Betriebsspannung bereits anliegt, bekommen T1 und T2 bereits
eine Gatespannung, bevor T3 und T4 richtig durchschalten um
eine ausreichende Mitkopplung zu ermöglichen. T1 und T2
schalten dann voll durch, ohne dass eine Schwingung einsetzen
kann. Folge ist ein Kurzschluss der Betriebsspannung.
Idealerweise legt man die Gatespannung von T3 und T4 fest an
und schaltet dann die Betriebsspannung bei Bedarf ein. Soll
die Leistung des Oszillators geregelt werden, kann man einfach
einen Buck-Konverter vorschalten. Die Drossel Dr kann dabei
die Funktion der Speicherdrossel mit übernehmen. Prinzipiell
ist es sogar möglich, dass der Regler mit einer anderen
Frequenz arbeitet, wie der Oszillator. Um gegenseitige
Rückwirkungen zu vermeiden, sollte die Drossel dann aber eine
ausreichend hohe Induktivität haben.
Natürlich wäre es wünschenswert, die hocheffiziente Gateansteuerung auch ohne den beschriebenen Nachteil einsetzen zu können, ebenso wie die Erzielung noch höherer Leistungen durch Verwendung von IGBTs. Dazu habe ich die Schaltung folgendermaßen weiterentwickelt, Diese Schaltung ist ebenfalls registriert und geschützt beim DPMA
Royer-Oszillator mit IGBTs für Leistungen im kW-Bereich
Durch die Verwendung von IGBTs statt MOSFETs ändert sich an
der Schaltung prinzipiell nichts. IGBTs wird man i.d.R. Dann
einsetzen, wenn der Oszillator direkt mit Netzspannung
betrieben wird. Die C-E-Spitzenspannung der IGBTs beträgt das
Pi-fache der Betriebsspannung, was bei Betrieb an Netzspannung
von 230 V ~ eine Spitzenspannung von ca. 1022 V bedeutet. Da
gängige Standard-IGBTs für Uce bis zu 1200 V zu haben sind,
sind sie ideal für die Anwendung in netzbetriebenen
Royer-Oszillatoren. Bei MOSFETs sieht die Auswahl in diesem
Spannungsbereich deutlich schlechter aus, insbesondere bei
höheren Leistungen. Bei Betrieb an Netzspannung ist natürlich
auch eine höhere Funktionssicherheit erforderlich,
insbesondere im Anschwingverhalten. Um bei nicht schwingendem
Oszillator ein volles Durchschalten beider IGBTs zu
verhindern, wird zunächst eine AC-Kopplung (C3 und C4)
eingefügt. Dadurch wird bei noch nicht eingesetztem
Schwingbetrieb die Betriebsspannung sicher von den Gates
getrennt. C5 und C6 teilen die Kollektorspannung nochmal auf
unter 600 volt herunter, sodass für die Steuer-MOSFETs
handelsübliche 600-V-Typen zum Einsatz kommen können. D1 und
D2 stellen sicher, dass die Gatespannung von T1 und T2 soweit
sinkt, dass diese sperren können.Wegen der AC-Kopplung müssen
die IGBTs während der Anschwingphase mit einer definierten
Gate-Vorspannung versehen werden. Während der Anschwingphase
sind T3 und T4 niederohmig, sodass die Spannungsteiler R2/R4
bzw. R3/R5 die Hilfsspannung von 18V auf eine Gatevorspannung
von ca. 7,4 V herunterteilen. Die Gatevorspannung wird so
gewählt, dass der IGBT verstärkende Eigenschaften hat und der
Oszillator zuverlässig anschwingt. Ggf. muss die Vorspannung
bei Verwendung andere IGBT-Typen angepasst werden.
Die Schaltung schwingt übrigens schon bei geringen
Betriebsspannungen so zuverlässig an, dass man den Oszillator
problemlos an der ungesiebten Netzgleichspannung betreiben
kann. Damit ist er gut geeignet für Anwendungen wie induktive
Erwärmung, Lade-, Schweiss-, oder Lampeninverter.
Der Oszillator sollte keinesfalls ohne Schutzschaltung
betrieben werden. Bei Netzüberspannung kann die
1200-V-Obergrenze der C-E-Spannung schnell überschritten
werden. Da hierzu bereits 20% Überspannung ausreichen, ist
eine genaue Überwachung der Eingangs- oder C-E-Spannung
erforderlich. Alternativ empfiehlt sich auch die Verwendung
von 1600- oder 1700V-IGBTs, die aber nicht mehr so marktüblich
und vielfältig verfügbar und deutlich teurer sind.
Falls der Oszillator, warum auch immer, nicht so richtig in
Gang kommt, kann eine Überstromüberwachung die Zerstörung der
IGBTs verhindern. Die Schutzschaltung darf die IGBTs nicht
einfach abschalten, ohne dass für eine „Entsorgung“ der in der
Drossel gespeicherten Energie gesorgt wird. Andernfalls würde
die Schutzschaltung bei der Auslösung die IGBTs zuverlässig
zerstören. Alternativ kann auch ein vorgeschalteter
Buck-Konverter die Leistung regeln und dabei die
Schutzfunktion übernehmen.
© Jörg Rehrmann 2010