Das InterNetzteil- und Konverter-Handbuch von Dipl.-Ing Jörg Rehrmann
3.2.5 Spannungsregelung mit integrierten Längsreglern
Bei den Standard-ICs für Längsregler kann man inzwischen von einer weltweiten Standardisierung von Typenbezeichnung, Gehäuse und Anschlussbelegung ausgehen. Die Unterscheidung erfolgt nach variabler/fester Ausgangsspannung, positiver/negativer Ausgangsspannung, Spannungswert und Leistungsklasse. Alle Regler-ICs haben eine Strombegrenzung und einen thermischen Überlastungsschutz, sodass sie im Normalfall nicht ausfallen können. Festspannungsregler sind mit gestaffelten Standardspannungen von 5, 6, 9, 10, 12, 15, 18 und 24 Volt erhältlich. Die beiden letzten Ziffern der Typenbezeichnung geben die Ausgangsspannung an.

Die wichtigsten Reglertypen sind:

Gehäuse

Festspannungsregler

Festspannungsregler Variabler Spannungsregler Spannungregler mit „Booster“

Bild 3.2.5 Anschlussbelegung und Grundschaltung der 3-Pin-Regler-ICs

Bild 3.2.5 zeigt die Anschlussbelegungen und Grundschaltungen der gängigen 3-Pin-Spannungsregler-ICs. Festspannungsregler brauchen nur je einen Elko an Ein- und Ausgang, um hochfrequente Schwingungen zu verhindern. Negativregler werden genauso beschaltet, es brauchen nur die Elkos verpolt werden. Achtung ! Die Anschlussbelegung der Negativregler ist nicht mit den Positivreglern identisch. Variable Regler sind im Prinzip auch Festspannungsregler mit einer Ausgangsspannung von 1,2 Volt. Die Besonderheit dieser Regler-ICs besteht darin, dass der Strom am Adjust-Eingang (entspricht dem Masseanschluss der Festspannungsregler) besonders gering und stabil ist. Dadurch wird der Spannungsteiler R-P besonders wenig und mit einem konstanten Strom belastet. Die Spannung am Ausgang steigt so lange an, bis der Strom durch R einen Spannungabfall von 1,2 Volt an R verursacht. Dies ist, wie bereits gesagt, die feste Ausgangsspannung, die der Regler stabilisiert. Der durch R fließende Strom fließt auch durch P und verursacht dort einen Spannungsabfall, der sich zu den 1,2 Volt addiert. Die Ausgangsspannung errechnet sich dann einfach durch die Formel Ua = 1,2V(1+P/R). Für R wird ein Wert von 240 Ohm empfohlen, damit der Eingangsstrom des Regler-ICs gegenüber dem Strom durch R nicht mehr ins Gewicht fällt. Der in R fließende Strom von 5 mA verursacht also im Poti P einen Spannungsabfall von 5 Volt pro Kiloohm.
Soll der Ausgangsstrom auf einfache Weise erhöht werden, ohne dass teure Hochleistungsregler eingesetzt werden sollen, kann man noch einen PNP-Leistungstransistor zuschalten, wie in Bild 1.2.5 ganz rechts zu sehen. Wird der Ausgang nicht belastet, fließt durch den Widerstand Rb nur der Betriebsstrom des IC-Reglers, der normalerweise unter 10 mA liegt. Wählt man für Rb z.B. 10 Ohm, ist der Spannungsabfall zu gering, um T1 durchzuschalten. Erst wenn der Ausgangsstrom genügend groß ist, fließt auch ein Teil des IC-Reglerstromes in die Basis von T1 und schaltet diesen durch. Lässt jedoch der Kollektorstrom von T1 die Ausgangsspannung über den Sollwert ansteigen, versucht der IC-Regler sofort die Spannung wieder zu senken, indem er seinen Ausgangsstrom und damit auch den Basisstrom von T1 zurückregelt. Auf diese Weise ist T1 in die Spannungsregelung mit einbezogen, und die Genauigkeit der Spannungsregelung wird nicht beeinträchtigt. Die Strombegrenzung funktioniert leider nicht mehr, dafür muss eine andere Sicherung, z.B. Schmelzsicherung, vorgesehen werden. Der thermische Überlastungsschutz des IC-Reglers kann aufrecht erhalten werden, indem Regler und Transistor auf einem gemeinsamen Kühlblech montiert werden. Wenn T1 infolge Überlastung zu heiß wird, wird auch der IC-Regler überhitzt und regelt die Ausgangsspannung herunter.

3.2.6 Variable integrierte Längsregler mit einstellbarer Strombegrenzung
Der bekannteste Vertreter dieser ICs ist wohl der µA 723. Dieses IC, das von sehr vielen Herstellern unter ähnlicher Bezeichnung auf dem Markt gebracht wurde, kann zwar nur etwa 50 mA Ausgangsstrom liefern, mit einer externen Leistungsstufe können jedoch hochwertige Spannungsversorgungen und Labornetzteile jeder Leistungsklasse aufgebaut werden. Die gebräuchlichste Gehäusebauform ist das DIP14-Plastikgehäuse. In älteren Geräten findet man auch das runde 10-polige Metallgehäuse, welches die ursprüngliche Standardausführung war.

Bild 3.2.6A zeigt die übliche Beschaltung des 723 in einem Labornetzteil.

Regler 723

Bild 3.2.6 A Schaltbeispiel eines einfachen Labornetzteiles

Das Innenleben des 723-ICs ist gestrichelt umrahmt. Die Zahlen an den Anschlüssen sind die Pin-Nummern des DIP14-Gehäuses. An Pin 7 und 12 wird die Betriebsspannung, die maximal 40 Volt betragen darf, für die Referenzspannungsquelle und den Operationsverstärker zugeführt. Die Referenzspannung hat einen Wert von 7,15 Volt und steht an Pin 6 zur Verfügung. Um die Ausgangsspannung bis auf etwa 2 Volt herunterregeln zu können, muss auch die Referenzspannung mit dem Teiler R1-R2 auf diesen Wert heruntergeteilt werden. Die reduzierte Referenzspannung wird dann dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers an Pin 5 zugeführt. Die Ausgangsspannung gelangt über den Schleifer von P2 mit einem einstellbaren Teilungsverhältnis auf den invertierenden Eingang an Pin 4. Der Ausgang des Operationsverstärkers geht auf einen internen Treibertransistor, dessen Emitter an Pin 10 liegt. Der Treibertransistor wird normalerweise als Emitterfolger betrieben, weshalb sein Kollektor an Pin 11 meistens direkt mit der Betriebsspannung verbunden ist. Die nachgeschaltete Darlington-Schaltung aus T1 und T2 ermöglicht Ausgangsströme von mindestens 2 Ampere. Ein weiterer interner Transistor, dessen Emitter über Pin 3 direkt mit der Ausgangsspannung verbunden ist, dient der Strombegrenzung. Ist die Basisspannung dieses Transistors an Pin 2 um etwa 0,6 Volt größer als die Ausgangsspannung, beginnt er zu leiten und somit den Treibertransistor zu sperren. Zu der Ausgangsspannung addieren sich u.a. der Spannungsabfall an R4 und die Basisspannung von T2. Ist der Schleifer des Potis P1 direkt an der Basis von T2 werden die 0,6 Volt an Pin 2 schon bei sehr geringen Ausgangsströmen erreicht. Befindet sich der Schleifer jedoch am Emitter von T2, werden die 0,6 Volt erst erreicht, wenn sie an dem niederohmigen Messwiderstand R4 abfallen. Das ist erst bei über 2 Ampere der Fall. Mit diesem einfachen Trick lässt sich ein großer Einstellbereich der Strombegrenzung realisieren. Die Strombegrenzung ist stark temperaturabhängig und reagiert, entsprechend dem Temperaturverhalten der Schwellspannung, mit zunehmender Temperatur empfindlicher.
Am Ausgang des Netzteiles befindet sich der übliche Abblockkondensator C3. Zur Unterdrückung von Schwingungen wird zwischen Pin 4 und Pin 13 noch ein kleiner Kondensator für die Frequenzkompensation des Operationsverstärkers angeschlossen.

Ein weiteres interessantes und bekanntes IC ist der L200. Dieses IC hat die Leistungstransistoren gleich mit eingebaut und kann bis etwa 2 Ampere Ausgangsstrom liefern. Wegen der hohen möglichen Verlustleistung ist der L200 in einem 5-poligen TO220-Gehäuse untergebracht. Die externe Beschaltung wurde auf das allernotwendigste reduziert. Die 2,85-Volt-Referenzspannung wird nicht mehr herausgeführt sondern intern mit dem Eingang des Operationsverstärkers verbunden.

L200

Bild 3.2.6 B Schaltbeispiel eines einfachen Labornetzteiles mit dem L200

Bild 3.2.6 B zeigt die Beschaltung des L200 in einem einfachen Labornetzteil. Der L200 funktioniert im Prinzip genau so wie der µA 723. Die 2,85-Volt-Referenzspannung geht direkt auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und legt so die minimale Ausgangsspannung des L200 auf 2,85 Volt fest. Der Ausgang des Verstärkers steuert dann den internen Leistungstransistor an. Der Emitter dieses Transistors geht schließlich über den Strombegrenzungswiderstand R3 auf die Ausgangsspannung, die in gewohnter weise mit P2 eingestellt werden kann. Der Strombegrenzungstransistor des mA 723 wurde durch einen Komparator mit einer Schwellspannung von 0,45 Volt ersetzt. Ein weiter Einstellbereich der Strombegrenzung wie beim mA 723 ist beim L200 nicht ohne weiteres möglich. Er eignet sich daher in erster Linie für Anwendungen mit fest eingestellter Strombegrenzung. Der Vorteil gegenüber dem mA 723 besteht darin, dass auch der Längstransistor in den thermischen Überlastungsschutz mit einbezogen ist.

3.2.7 Hochwertige Spannungsregler mit Standardbauteilen
Will man z.B. ein hochwertiges Labornetzteil mit einer Eingangsspannung über 50 Volt bauen, sind die Grenzen der gebräuchlichen Regler-ICs bereits überschritten. Auch das Herunterstellen der Ausgangsspannung bis auf null Volt ist mit diesen ICs nicht möglich. Mit normalen Operationsverstärkern und diversen diskreten Bauteilen lassen sich solche Regler aber leicht aufbauen.

Labornetzteil

Bild 3.2.7 Schaltbeispiel eines Labornetzteiles mit hoher Leistung

In Bild 3.2.7 ist ein solcher Regler zu sehen. Zunächst erzeugt ein IC-Spannungsregler eine Betriebs- und Referenzspannung von 25 Volt für den Kleinsignalteil des Reglers. Mit P1 wird über R4 eine positive Vorspannung auf den nicht invertierenden Eingang des linken Operationsverstärkers, dessen invertierender Eingang auf Massepotenzial liegt, gegeben. Dadurch liegt am Ausgang und an der Basis von T2 etwa 25 Volt. Am invertierenden Eingang des rechten Operationsverstärkers liegt eine mit P2 einstellbare Referenzspannung von 0 bis etwa 6 Volt. Ist noch keine Ausgangsspannung vorhanden, liegt der Verstärkerausgang praktisch auf Massepotential. An R11 kann jetzt eine Spannung bis zu 20 Volt abfallen, was einem Emitter- und Kollektorstrom von 20 mA in T2 entspricht. Dieser Strom fließt über R10 auch durch R8, an dem dann eine genügend hohe Spannung abfällt, um die MOSFETs durchzuschalten. Die Ausgangsspannung steigt jetzt so lange an, bis die mit dem Spannungteiler R12-R13 geteilte Spannung genau der mit P2 eingestellten Referenzspannung entspricht. Die Schaltung arbeitet im Prinzip als einfacher Leistungsverstärker mit 10-facher Spannungsverstärkung. Wird der Ausgang belastet, fließt ein Strom durch den Widerstand R7. Dieser Strom bewirkt eine negative Spannung an R5. Wird die Summe dieser negativen und der mit P1 eingestellten positiven Vorspannung negativ, geht die Ausgangsspannung des linken Operationsverstärkers auf null zurück. Dadurch wird T2 und alle folgenden Transistoren gesperrt. Je höher die mit P1 eingestellte Vorspannung ist, desto höher ist der Strom, der zur Kompensation bzw. zum Ansprechen der Strombegrenzung nötig ist. Diese Strombegrenzung ist wesentlich genauer als die des µA 723. Außerdem kann man an den Ausgang des Stromreglers-OPs noch eine Low-Current-LED hängen, die anzeigt, dass die Strombegrenzung eingesetzt hat. Da die Stromregelung relativ langsam reagiert, ist noch eine „Schnellabschaltung“ eingebaut, um die Leistungstransistoren wirksam zu schützen: Bei einem schnellen Stromanstieg, z.B. in Folge eines plötzlichen Kurzschlusses, steigt die Spannung an R7 bis zur Schwellspannung des Transistors T1, der dann die Basisspannung von T2 kurzschließt und diesen sofort sperrt. Dadurch wird der langsamere Regelverstärker überbrückt, bis die Stromregelung wieder einsetzt.
Voraussetzung für die Funktion der Schaltung mit einer einfachen Betriebsspannung ist, dass die Eingänge der Operationsverstärker noch arbeiten, wenn das Eingangsspannungspotential mit der negativen Betriebsspannung des ICs übereinstimmt. Der LM358 ist ein Standardtyp, der noch einwandfrei arbeitet, wenn dies der Fall ist. Bei den hier angegebenen Werten von 0-60 Volt und 0-5 Ampere kann das Netzteil eine Leistung von ca. 300 Watt abgeben. Im Fall eines Kurzschlusses bei maximalem Ausgangsstrom muss diese Leistung allerdings in den Transistoren T3-T12 verheizt werden. Diese 10 P-Kanal-MOSFETs vom Typ IRF9530 können unter bestimmten Umständen parallelgeschaltet werden. Lediglich die Gates müssen zur Unterdrückung der HF-Schwingungen mit je einem Widerstand entkoppelt werden. Da der Temperaturkoeffizient des Drainstromes eines MOSFETs im Linearbetrieb positiv ist, ist die Parallelschaltung nicht ganz so einfach wie im Schaltbetrieb. Die Parallelschaltung so vieler preiswerter Transistoren ist auf jeden Fall billiger als die Verwendung einzelner sehr teurer Hochleistungstransistoren. Das Kühlblech muss reichlich bemessen und ggf. mit einem Lüfter versehen werden (Wärmewiderstand max. 0,2 K/W). Voraussetzung für die Parallelschaltung ist ein guter Gleichlauf der Kennlinien und eine sehr gute thermische Kopplung auf dem Kühlkörper. Praktisch erreicht man das durch verwendung eines massiven Kühlblockes, auf dem die Transistoren in geringem Abstand montiert sind. Günstig ist es auch, die Transistoren nicht einzeln zu isolieren sondern direkt auf einen Kühlblock zu schrauben, der dann isoliert auf dem eigentlichen Kühlkörper aufliegt. Die Transistoren sollten aus einer Lieferung bzw. Charge stammen oder sogar selektiert sein.
Alternativ kann man auch, genau wie bei bipolaren Transistoren, mit den klassischen Stromverteilungswiderständen arbeiten, die aber zusätzliche Verluste verursachen. Wegen des ohnehin geringen Wirkungsgrades linear geregelter Netzteile fallen die u.U. aber nicht mehr so stark ins Gewicht. Die Widerstände werden in die Sourceleitungen eingefügt. Der optimale Wert hängt von den zu erwartenden Bauteilstreuungen ab. In diesem Fall sollten 1-2 Ohm ausreichen.
Weiterhin ist zu beachten, dass das Netzteil normalerweise mit einem Netztrafo und nachgeschaltetem Brückengleichrichter mit Siebelko versorgt wird. Wenn also bei Vollast immer mindestens 60 Volt anliegen sollen, wird die Leerlaufspannung deutlich höher liegen (80-90 Volt). Da die Transistoren bis zu 100 Volt sperren können, sollte das für die Schaltung jedoch kein Problem sein. Falls die Eingangsspannung größer als 100 V werden kann, sollten 200-V-Transistoren vom Typ IRF9630 verwendet werden. Im Normalfall wird die Spannung unter 100 Volt liegen. Für den Trafo würde ich einen mit 60 V, 500 VA empfehlen. Der Gleichrichter sollte für min. 6 A ausgelegt sein und muss gekühlt werden (2-3 K/W). Der Siebelko wäre mit 10000 µF / 100 V gut dimensioniert.

3.3 Konstantstromquellen
Im Gegensatz zu Spannungsquellen, die einen möglichst geringen Innenwiderstand haben sollen, müssen Stromquellen einen sehr hohen Innenwiderstand haben. Ein hoher Innenwiderstand bedeutet, dass sich der Ausgangsstrom bei Änderung der Ausgangsspannung nur geringfügig bzw. überhaupt nicht ändert. Stromquellen können, je nach Anwendung, auch aus einem einzigen Bauteil bestehen. Ein zu diesem Zweck hergestelltes Bauteil ist die Nortron-Diode. Durch diese Diode fließt ab einer bestimmten Schwellspannung bis zu einer maximalen Grenzspannung ein vom Diodentyp abhängiger fest eingeprägter Strom. Es handelt sich allerdings um ein sehr exotisches Bauteil, das kaum noch Verwendung findet. Ich möchte deshalb auch nicht näher darauf eingehen. Im Gegensatz zu Spannungsquellen werden Stromquellen vorwiegend im Kleinsignalbereich eingesetzt. Die Einsatzgebiete können z.B. folgende sein: Lineare Rampengeneratoren, Spannungs-Frequenz-Wandler, Meßwertumformer, Arbeitsstromquellen für Transistoren in Analogverstärker usw. Im Bereich höherer Leistungen oder Spannungen wären noch Anwendungen wie Ladegeräte, Netzteile für Gas-Laser und Korona-Stromquellen für Laserdrucker und Kopierer zu nennen. Diese werden dann allerdings sehr häufig auch als Schaltregler ausgeführt.

3.3.1 Einfache Stromquellen für Kleinsignalanwendungen
Bei einfachen Stromquellen wird das Sättigungsverhalten von Transistoren ausgenutzt. Der Sättigungseffekt ist sowohl bei bipolaren Transistoren als auch bei (MOS)FETs zu beobachten. Die Sättigung erkennt man in der Ausgangskennlinie, in der, bei konstanter Basis- bzw. Gateansteuerung, in der Vertikalen der Kollektor- bzw. Drainstrom in Abhängigkeit von der angelegten Spannung (horizontal) aufgetragen ist. Typisch für die Ausgangskennlinien aller Transistortypen ist der zunächst lineare Anstieg des Stromes bis zum Sättigungspunkt. Bei weiterer Erhöhung der Spannung geht die Kennlinie in eine fast waagerechte Linie (konstanter Strom) über. Unterhalb des Sätigungspunktes verhalten sich die Transistoren wie ohmsche Widerstände. Bei bipolaren Transistoren tritt die Sättigung ab etwa 0,7 Volt ein. Bei Feldeffekttransistoren ist diese Spannung stark vom Typ und von der Gatespannung abhängig. Besonders einfach lassen sich Konstantstromquellen mit selbstleitenden FETs z.B. mit dem N-Kanal-Typ BF245 aufbauen. Diese FETs sind grundsätzlich leitfähig und können nur durch eine externe Spannung gesperrt werden. Sind Gate und Source miteinander verbunden, ist der FET zunächst niederohmig. Legt man aber eine Spannung zwischen Drain und Source an, bewirkt der Spannungsabfall am Kanalwiderstand effektiv eine negative Gatespannung. Abhängig von der sogenannten Abschnürspannung beginnt der FET ab einer bestimmten Spannnung zu sperren. Allerdings kann er nur soweit sperren, dass der Strom durch den Kanalwiderstand die interne negative Gate-Source-Spannung aufrecht erhält. So stellt sich dann der weitgehend konstante Drainstrom ein. Der Konstantstrom lässt sich noch reduzieren, indem am Source-AnSchluss ein zusätzlicher Widerstand eingefügt wird. Bild 3.3.1 A zeigt die bereits beschriebene Ausführung mit einem BF245A. Diesen Typ gibt es noch mit höheren Abschnürspannungen als B- oder C-Version. Für Stromquellen empfielt sich der A-Typ, da eine geringe Abschnürspannung den konstanten Strom schon bei einer relativ geringen Spannung fließen lässt. Allerdings ist der Strom mit ca. 5 mA auch am geringsten. Bild 3.3.1 B zeigt die Möglichkeit, den Strom zu reduzieren. Der Widerstand R erhöht den Kanalwiderstand des FET und lässt daher die negative Abschnürspannung schon bei geringeren Strömen entstehen. Die Besonderheit der mit einem BF245A aufgebauten Stromquelle besteht darin, dass es sich um ein zweipoliges Element handelt. Sie arbeiten deshalb potentialfrei d.h. ohne Beeinflussung durch irgendwelche Spannungspotentiale innerhalb der Schaltung, in der sie eingesetzt sind. Die maximale Drain-Source-Spannung von etwa 30 Volt darf dabei natürlich nicht überschritten werden. Bild 3.3.1 C zeigt eine Stromquelle mit einem Standard-Kleinsignal-MOSFET vom Typ BS170. Im Gegensatz zum BF245 braucht dieser MOSFET eine externe positive Gatespannung, um leiten zu können. Der Drainstrom wird im Wesentlichen von Typ, Gatespannung und Temperatur bestimmt.

Stromquellen

Bild 3.3.1 A Bild 3.3.1 B Bild 3.3.1 C Bild 3.3.1 D Bild 3.3.1 E Bild 3.3.1 F

Bild 3.3.1 Einfache Stromquellen in verschiedenen Ausführungen

In Bild 3.3.1 D wird das Sättigungsverhalten eines bipolaren Transistors ausgenutzt. Der Kollektorstrom wird in erster Linie vom Eingangs(basis)strom und von der Stromverstärkung des Transistors bestimmt. Der Basiswiderstand R lässt auch eine Spannungssteuerung des Kollektorstromes zu. Da die Stromverstärkung von bipolaren Transistoren einen großen Toleranzbereich hat, ist diese Variante unberechenbar und wird daher auch selten eingesetzt. Eine interessante Schaltung ist der sogenannte Stromspiegel in Bild 3.3.1 E. Er besteht aus zwei in ihren Daten möglichst identischen Transistoren. Basis und Emitter der beiden Transistoren sind parallelgeschaltet und haben daher eine identische Basis-Emitter-Spannung. Wenn die beiden Transistoren auch die gleiche Temperatur haben, was durch eine gute thermische Kopplung gewährleistet sein sollte, müssen auch die Kollektorströme identisch sein. Der Kollektor des ersten Transistors wird ebenfalls mit den Basen der Transistoren verbunden. Der über R kommende Eingangsstrom Ie fließt daher fast vollständig über den Kollektor des ersten Transistors ab. Die sich dabei einstellende Kollektor- und Basisspannung bewirkt im zweiten Transistor den gleichen Kollektorstrom, vorausgesetzt dessen Kollektorspannung ist größer als etwa 0,7 Volt. Bei genügend hoher Stromverstärkung können die Basisströme vernachlässigt werden. Stromspiegel werden sehr gerne in integrierten Schaltkreisen eingesetzt, hier stimmen Eigenschaften und Temperatur der Transistoren besonders gut überein. Bild 3.3.1 F zeigt die am häufigsten eingesetzte Schaltung mit diskreten Bauteilen. Am Widerstand R fällt die um die Schwellspannung reduzierte Steuerspannung Ue ab. Der Strom durch R ist gleichzeitig auch (fast) der Kollektorstrom. Je höher die Spannung Ue gegenüber der Schwellspannung ist, desto weniger ist der Kollektorstrom von der temperaturabhängigen Schwellspannung abhängig.

Die angegebenen „dreipoligen“ Schaltungen können auch Ströme umgekehrter Polarität erzeugen. Dazu brauchen nur N-Kanal-FETs und NPN-Transistoren durch P-Kanal-FETs und PNP-Transistoren ersetzt werden. Die Ströme fließen dann nicht in die negative, sondern kommen aus der positiven Betriebsspannung.

3.3.2 Stromquellen mit hoher Genauigkeit
Die unter 3.3.1 beschriebenen Stromquellen haben alle den Nachteil, dass sie relativ ungenau und für z.B. messtechnische Anwendungen ungeeignet sind. Genaue Stromquellen lassen sich allerdings nur noch mit integrierten Schaltungen realisieren.

Präzizisions-Stromquellen

Bild 3.3.2 A Bild 3.3.2 B Bild 3.3.2 C Bild 3.3.2 D

Grundschaltungen von Präzisions-Stromquellen

Die einfachste Schaltung ist auch hier wieder eine zweipolige (Bild 3.3.2 A) und sie besteht erstaunlicherweise aus einem Spannungsregler und einem Widerstand. Der Regler stabilisiert die Spannung am Widerstand R auf 1,2 Volt. Bis auf einen kleinen Fehler, der durch den Strom in den Adjust-Pin des ICs entsteht, ist der Gesamtstrom identisch mit dem Strom im Widerstand R. Bei Verwendung eines LM 317 T können Ströme bis zu 2 Ampere stabilisiert werden. Die Schaltung in Bild 3.3.2 B funktioniert genauso wie die in Bild 3.3.1 F aus dem letzten Abschnitt. Der NPN-Transistor wird einfach durch den bekannten Shunt-Regler TL431 ersetzt. Die Schaltung hat aber zwei Nachteile: Der Spannungsabfall am TL431 zwischen Kathode und Anode muss mindestens 2,5 Volt betragen, damit das IC richtig arbeiten kann. Dazu kommt noch der Spannungsabfall am Widerstand R. Der zweite Nachteil ist, dass der TL431 für eine einwandfreie Funktion einen Kathodenstrom von mindestens etwa 0,5 mA benötigt. Unter Berücksichtigung dieser Einschränkungen ist aber eine präzise Stromeinstellung möglich. Als kleine Fehlerquelle wäre auch hier der Strom in den Reference-Pin zu nennen.
Mit einem Operationsverstärker lässt sich ebenfalls eine einfache Stromquelle aufbauen. Bild 3.3.2 C zeigt die Standardschaltung mit einem bipolaren Transistor. Der Kollektorstrom fließt auch durch den Emitter und den Widerstand R, wo er einen Spannungsabfall bewirkt. Der Operationsverstärker steuert die Basis des Transistors so, dass der Spannungsabfall an R identisch mit der Steuerspannung ist. So ist eine spannungsproportionale Steuerung des Kollektorstromes möglich. Fehlerquelle ist hier noch der Basisstrom, der ebenfalls durch R fließt, aber auch proportional zum Kollektorstrom ist und deshalb nur einen Skalierungsfehler bewirkt. Noch präziser ist die Steuerung, wenn der Transistor durch einen MOSFET ersetzt wird, wie in Bild 3.3.2 D. In diesem Fall fließt in R exakt der Ausgangsstrom I. Durch Auswahl eines entsprechenden Operationsverstärkers und Transistors lässt sich die Präzision der Stromregelung sowie die Stromstärke und die maximale Spannung beliebig an die jeweilige Aufgabe anpassen.

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