8.3 Ungeregelte Gegentakt-Flusswandler
Wesentlich häufiger anzutreffen als Eintakt-Flusswandler sind die Gegentakt-Flusswandler. Gegentakt bedeutet, dass es für den Wandler keine ausgesprochene Sperrphase gibt. Der Trafo kann im Idealfall bis fast 100 % der Zeit Energie von der Primär- zur Sekundärspule übertragen.
Im Gegentaktbetrieb kann der volle Magnetisierungshub des Trafokernes von der positiven bis zur negativen Sättigungsgrenze ausgenutzt werden. Dies erlaubt bei gegebener Frequenz eine doppelt so hohe Induktionsspannung wie bei Eintaktwandlern, bei denen der Hub nur von null bis zu einer Sättigungsgrenze genutzt wird. Wie ich ja bereits am Anfang von Kapitel 8 ausführte, bringt der Gegentakt-Flusswandler bei gegebener Frequenz und Trafogröße eine Leistungssteigerung um 2√2 gegenüber dem Eintakt-Flusswandler und sogar um 4√2 gegenüber dem Sperrwandler. Da große Ferritkerne sehr teuer sind, wird man bei höheren Leistungen den Gegentaktwandler immer dem Eintaktwandler vorziehen.
Bei den Gegentaktwandlern gibt es drei Grundtypen, die jeweils geregelt oder ungeregelt sein können. Daraus ergeben sich bereits sechs Kombinationen von Gegentakt-Wandlertypen. Die Grundtypen wären:

1. Einfache "klassische" Gegentaktschaltung mit je einer Primärspule pro Schalttransistor (Parallelspeisung)
   

   Vorteil:		Einfache Ansteuerung der Transistoren, da die Steuersignale gleichen Bezugspegel haben
   Nachteil:		schlechtere Ausnutzung des Trafos, da von zwei Primärspulen immer nur eine aktiv ist. Die Energie aus der Streuinduktivität muss entsorgt werden

2. Halbbrückenschaltung mit zwei Schalttransistoren
   

   Vorteil:		Volle Ausnutzung des Trafos, weil es nur eine Primärspule gibt. Rückführung der Streufeldenergie.
   Nachteil:		Schwierige potentialfreie Ansteuerung eines Schalttransistors. Doppelte Wechselstrombelastung im Vergleich zu Typ 1 und Typ 3. Dadurch erhöhter Filteraufwand bei der Entstörung.

3. Vollbrückenschaltung mit vier Schalttransistoren
   

   Vorteil:		Volle Ausnutzung des Trafos, weil es nur eine Primärspule gibt. Geringe (Wechsel)strombelastung der Schalttransistoren und vor allem der Spannungsquelle Rückführung der Streufeldenergie.
   Nachteil:		Schwierige potentialfreie Ansteuerung zweier Schalttransistoren. Großer Aufwand, da vier Transistoren nötig sind und angesteuert werden müssen.

Natürlich kann man auch kleine Leistungen mit einem Gegentaktwandler umsetzen. Für kleine ungeregelte DC-DC-Wandler mit Potentialtrennung ist das vielleicht sogar die ideale Wandlerform. Am einfachsten ist wieder ein selbstschwingender Wandler, dessen Umschaltung durch die Kernsättigung ausgelöst wird. Dazu werden zwar primärseitig vier Trafowicklungen benötigt, dafür aber nur wenige weitere Bauteile. In Bild 8.3 A ist ein mit MOSFETs aufgebauter selbstschwingender Wandler zu sehen.

Bild 8.3 A Ungeregelter Gegentakt-Flusswandler für kleine Leistungen

Die erzielbare Ausgangsleistung hängt auch vom Aufbau des Trafos ab und liegt mit den angegebenen Bauteilen bei 10-20 Watt. Durch Umdimensionierung der Bauteile und Änderung der Eingangsspannung kann der Leistungsbereich problemlos um den Faktor 10 nach unten oder oben ausgeweitet werden. Im oberen Leistungsbereich ist jedoch zu beachten, dass die Sättigungsverluste im Trafokern zu einer erheblichen Erwärmung des Kernes führen können. Bei kleineren Kernen ist das unkritisch, weil die zur Kühlung bereitstehende Oberfläche relativ groß gegenüber dem Kernvolumen ist.
Die Funktionsweise des selbstschwingenden Gegentakt-Flusswandlers ist identisch mit dem Eintaktwandler aus Bild 8.1 Das Ganze ist jetzt nur symmetrisch aufgebaut, sodass der Trafo während der gesamten Periodendauer Energie überträgt. Um den Wandler optimal ausnutzen zu können, muss die Belastung auf der Sekundärseite natürlich auch möglichst symmetrisch sein. Das ist entweder mit einem Brückengleichrichter, einem Mittelpunktgleichrichter oder, wie in diesem Beispiel, mit einer einfachen Verdopplerschaltung möglich. Zwar gibt die Verdopplerschaltung eine symmetrische Ausgangsspannung ab, eine asymmetrische Belastung sollte aber vermieden werden.
Genau wie der Eintaktwandler sollte auch der Gegentaktwandler im „Sättigungsbetrieb“ mit Betriebsspannungen unter 40 Volt betrieben werden. Bei höheren Spannungen ist ein sicherer Betrieb der Transistoren nicht mehr gewährleistet.
Neben dem selbstschwingenden Gegentaktwandler gibt es auch oszillatorgesteuerte. Dies ist die einfachste Methode, die Sättigung des Trafokernes zu verhindern.
Die Wechselstrombelastung der Betriebsspannung lässt sich mit einem klassischen Gegentaktwandler mit Parallelspeisung im Vergleich zu Eintakt- oder Halbbrückenschaltungen drastisch reduzieren. Leider erhöht sich dabei der Aufwand bei der Herstellung des Trafos beträchtlich.

Bild 8.3 B Ungeregelter Gegentakt-Flusswandler für hohe Leistungen

Neben den zwei Primärwicklungen werden, wie in Bild 8.3 B zu sehen, noch zwei Hilfswicklungen benötigt, mit deren Hilfe eine Rückführung der Streufeldenergie auf die Betriebsspannung möglich ist. Bei Wandlern hoher Leistung lohnt der Aufwand, weil jedes Prozent der Verbesserung des Wirkungsgrades etliche Watt Verlustleistung einspart und Kühlungsprobleme vermeiden hilft.
Als Taktgeber dient ein PWM-Regler-IC vom Typ SG 3525. Dies ist sozusagen der Nachfolgetyp des SG 3524, den ich schon in diversen Beispielen verwendet habe. Der Vorteil des SG 3525 besteht darin, dass er bereits einen Gegentakt-MOSFET-Treiber eingebaut hat. Damit lassen sich die beiden Schalttransistoren besonders einfach ansteuern. Der Regelverstärker ist so beschaltet, dass er keine Funktion hat. Die Schaltfrequenz wird von R 1 und C 3 bestimmt. R 2 bestimmt die Totzeit, die die Transistoren brauchen um zu sperren, bevor der jeweilige Gegenzweig eingeschaltet werden darf. Sie liegt mit den angegebenen Werten für C 3 und R 2 bei ca. 0,7 µs. C 2 bewirkt beim Einschalten einen Softstart, indem der PWM-Modulator langsam bis zur vollen Impulsbreite hochgefahren wird. Bei Betriebsspannungen bis 15 Volt kann der SG 3525 direkt mit der Betriebsspannung versorgt werden, sodass der 7812-Regler entfällt. Bei höheren Betriebsspannungen muss u.U. eine separate Stromversorgung für den SG 3525 vorgesehen werden.
Mit den angegebenen Transistoren können bei 40 Volt Eingangsspannung Übertragungsleistungen bis ca. 1 kW erreicht werden. Bei Eingangsspannungen bis ca 25 Volt können auch 55-Volt-MOSFETs, z.B. IRF 1405 (160 A) eingesetzt. Damit lassen sich dann Dauerleistungen über 2 kW übertragen. Prinzipiell lässt sich durch Parallelschaltung mehrerer MOSFETs jede beliebige Leistung erzielen. Die einfache Ansteuerung der Schalttransistoren erlaubt auch hohe Betriebsspannungen, wie z.B. Netzspannung. Bei Netzspannungsbetrieb ist jedoch, soweit eine sekundärseitige Überlastung nicht auszuschließen ist, wieder eine elektronische Schutzschaltung erforderlich. Bei höheren Betriebsspannungen ist es auch kein Problem, einen Messwiderstand einzufügen, an dem bis zu 0,6 Volt abfallen können. In Bild 8.3 C ist ein solcher Wandler zu sehen. R 7 ist so ausgelegt, dass die Schutzschaltung bei ca. 12 Ampere anspricht. Je nach Betriebsspannung und Stromverlauf entspricht das einer Leistung von bis zu 2 kW.

Bild 8.3 C Ungeregelter Gegentakt-Flusswandler für hohe Betriebsspannung

Die Schutzschaltung habe ich hier nicht komplett eingezeichnet. Es handelt sich sozusagen um die Standard-Schutzschaltung für den SG 3525. Sie ist z.B. in der geregelten Version dieses Wandlers in Bild 8.4 B vollständig eingezeichnet. Das gilt auch für die verwendete Versorgungsschaltung. Auch der dort verwendete Trafo ist in dieser Schaltung einsetzbar. Da der Wandler ungeregelt ist, kann es problematisch sein, die Ausgangsgleichspannung mit einem Elko zu sieben. Beim Softstart gibt es zwar eine geringfügige Strombegrenzung durch die Streuinduktivität, diese kann aber u.U. immer noch zu klein sein, sodass die Schutzschaltung anspricht, bevor der Siebelko am Ausgang vollständig geladen ist. Der Siebelko kann aber relativ klein gewählt werden, da der Gegentaktwandler ohnehin nur kurze „Versorgungslücken“ hat. Abhilfe könnte z.B. eine Drossel zwischen Gleichrichter und Siebelko schaffen. Auch ein sehr langsamer Softstart könnte das Problem vermeiden, allerdings darf die Streuinduktivität dafür nicht zu klein sein, damit der Strom nicht zu schnell ansteigt. Bei Anwendungen, bei denen eine hohe Streuinduktivität erforderlich ist, z.B. bei der Versorgung von Gasentladungslampen, könnte man diese bis zur Kurzschlussfestigkeit erhöhen. Dann wäre die Schutzschaltung sogar überflüssig.
Natürlich wird man in der Praxis vermeiden, Trafos mit unnötig vielen Wicklungen zu verwenden, deren Herstellung sehr aufwendig ist, zumal deren Ausnutzungsgrad nicht optimal ist. Um die Primärspule auf eine einzige Wicklung zu reduzieren, verwendet man Halb- oder Vollbrückenschaltungen. Im einfachsten Fall nimmt man einen Generator aus Kapitel 5 und gibt das Ausgangssignal über einen Koppelelko auf die Primärspule. In Bild 8.3 D sind zwei Versionen eines solchen Wandlers zu sehen. Bei Betriebsspannungen bis zu 15 Volt reicht die einfache Version auf der linken Seite. Mit den angegebenen Transistoren lassen sich Dauer-Ausgangsströme von 40 Ampere erreichen, was einer Ausgangsleistung von ca. 240 Watt entspricht (40 A * ±6 V).

Bild 8.3 D Ungeregelte Halbbrücken-Flusswandler für kleine Betriebsspannungen

Bei Betriebsspannungen über 15 Volt muss der Timer-IC NE 555 mit einer separaten Versorgungsspannung versehen werden. Im einfachsten Fall wird die Spannung mit einer Zenerdiode begrenzt und die Versorgungsspannung des IC über R 4 zugeführt. Noch besser wäre natürlich ein Spannungsregler für den Timer-IC, z.B. ein 78L12 oder 78M12. Mit den angegebenen Bauteilen lässt sich wieder ein Ausgangsstrom von 40 Ampere erreichen. Wegen der höheren Betriebsspannung kann damit die Ausgangsleistung rund 500 Watt betragen. Im Prinzip können so auch noch höhere Leistungen umgesetzt werden, allerdings ist zu beachten, dass die Spannungsquelle bei der Halbbrückenschaltung einer sehr hohen Wechselstrombelastung ausgesetzt ist. Hier sind also große Elkos mit niedrigem Innenwiderstand zum Ausfiltern dieser Wechselströme erforderlich. Wegen der hohen Wechselströme muss wieder besonders auf die Designregeln geachtet werden, die ich schon in Kapitel 6.1 angesprochen habe.

Natürlich wird man in der Praxis vermeiden, Trafos mit unnötig vielen Wicklungen zu verwenden, deren Herstellung sehr aufwendig ist, zumal deren Ausnutzungsgrad nicht optimal ist. Um die Primärspule auf eine einzige Wicklung zu reduzieren, verwendet man Halb- oder Vollbrückenschaltungen. Im einfachsten Fall nimmt man einen Generator aus Kapitel 5 und gibt das Ausgangssignal über einen Koppelelko auf die Primärspule. In Bild 8.3 D und Bild 8.3 D1 sind drei Versionen eines solchen Wandlers zu sehen. Bei Betriebsspannungen bis zu 15 Volt reicht die einfache Version auf der linken Seite. Mit den angegebenen Transistoren lassen sich Dauer-Ausgangsströme von 40 Ampere erreichen, was einer Ausgangsleistung von ca. 240 Watt entspricht (40 A * ±6 V).

Für einfache isolierte DC-DC-Wandler kann man auch folgende Schaltung verwenden:

Bild 8.3 D1 Ungeregelter Halbbrücken-Flusswandler für isolierende DC-DC-Wandler mit kleiner Betriebsspannungen

Für die Spulen sind i.d.R., abhängig von Kerngröße und Frequenz, nur wenige Windungen auf einem Ringkern nötig. Mit dem aufgebauten Generator kann man leicht feststellen, wieviele Windungen man tatsächlich braucht. Dazu zieht man ein isoliertes Kabel mehrfach durch den Ringkern und schließt es an den Generatorausgang an. erreicht man die benötigte Windungszahl, geht der Stromverbrauch der Schaltung und die Erwärmung des Ringkernes deutlich zurück. Auf die Verwendung eines Verlustarmen Kernmaterials, z.B. TDK/Epcos N87 ist ebenfalls zu achten. Je nach benötigter Isolationsspannung verwendet man für wenigstens eine Spule einen isolierten Schaltdraht mit ausreichender Spannungsfestigkeit oder gleich ein ungeschirmtes Hochspannungskabel. Für den Sekundärgleichrichter verwendet man am besten eine Villard-Verdopplerschaltung. Die ist tollerant gegenüber asymmetrischen Wechselspannungen und nutzt trotzdem beide Halbwellen gleichermaßen zur Energieübertragung. Die benötigten geregelten Sekundärspannungen lassen sich dann bequem auf der Sekundärseite mit einfachen unisolierten DC-DC-Wandlern erzeugen. 

Sollen höhere Spannungen mit einem Halbbrückenwandler umgesetzt werden, ist eine potentialfreie Ansteuerung des oberen Schalttransistors erforderlich. Eine Möglichkeit ist z.B. die Verwendung eines Steuertrafos, wie in Bild 5.1 B zu sehen.ist. Allerdings ist das dynamische Verhalten des Trafos gerade bei der Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs immer ein gewisser Unsicherheitsfaktor. Bei Halbbrücken mit bipolaren Schalttransistoren gibt es eine besonders einfache Methode, die Transistoren mit einem Steuertrafo anzusteuern, wie in Bild 8.3 E zu sehen ist. Die Halbbrücke ist selbstschwingend und der Steuertrafo bestimmt in erster Linie die Schaltfrequenz.

Bild 8.3 E Halbbrückenwandler mit Steuertrafo Aufbau des Steuertrafos Tr 1

Bei dem Steuertrafo handelt es sich um einen Stromwandler, der sehr einfach aufgebaut sein kann. In diesem Beispiel besteht er aus einem hochpermeablen Ferritring mit 10 mm Durchmesser und 4 mm Höhe. Die Basis-Steuerspulen werden mit je 5 Windungen auf den Ringkern gewickelt. Die Zuleitung zum Haupttrafo Tr 2 wird einfach einmal durch den Ringkern gezogen, was genau einer Windung entspricht. Natürlich ist die Polarität der drei Spulen genau zu beachten.
Nach dem Einschalten der Betriebsspannung sind beide Transistoren gesperrt und an der Verbindung von C 4 und C 5 stellt sich etwa die halbe Betriebsspannung von ca. 150 Volt ein. Über R 1 lädt sich C 1 bis auf ca. 30 Volt auf, bis der Diac D 1 zündet und einen kurzen Stromimpuls auf die Basis von T 2 gibt. Dieser schaltet dann durch und es kann ein Kollektorstrom in den Trafo Tr 2 fließen. Der Strom durch Tr 2 fließt aber auch durch die eine Windung auf dem Steuertrafo Tr 1. Entsprechend dessen Übersetzungsverhältnis von 1:5 fließt der Hauptstrom durch 5 geteilt in die Basis von T 2, sodass dieser durchgeschaltet bleibt. Nach ca. 10-20 µs gerät der Ringkern des Steuertrafos planmäßig in die Sättigung und die Basisspannung bricht zusammen. Da der Kern aber noch magnetisiert ist, wird die induzierte Spannung ihr Vorzeichen umkehren und T 1 durchschalten. Sobald sich auch der Ausgangsstrom umkehrt, kann T 1 durch den transformierten Ausgangsstrom durchgeschaltet werden, bzw. bleiben. Ab dann wiederholt sich der Vorgang periodisch. Sobald der Wandler gestartet ist, wird C1 über D 2 vollständig entladen, sodass keine weiteren Startimpulse mehr gezündet werden können. Um Traforesonanzen zu unterdrücken, muss der Basis-Emitter-Strecke der Transistoren jeweils ein RC-Dämpfungsglied ( R 2 - C 2, bzw. R 3 - C 3 ) parallel geschaltet werden.
Besondere Beachtung gilt dem Kern des Steuertrafos. Er soll aus einem hochpermeablen Ferrit bestehen, damit der Magnetisierungsstrom vor Eintritt der Sättigung möglichst wenig ins Gewicht fällt. Besonders hohe Permeabilitätswerte sind z.B. mit dem Werkstoff T 38 (µ ~ 10000) erreichbar. Der verwendete 10-mm-Ringkern hat bereits einen so großen Querschnitt, dass die Sättigung viel zu spät eintritt. Die Schwingfrequenz würde im kHz-Bereich liegen und einen störenden Pfeifton verursachen. Natürlich könnte man einen noch kleineren Kern nehmen, der dann aber auch die Induktivität der Spulen verringert und so einen höheren Magnetisierungsstrom benötigt. Günstiger ist ein etwas größerer Kern, der an einer Stelle eingekerbt ist, sodass dem magnetischen Fluss an dieser Stelle nur ein stark reduzierter Querschnitt zur Verfügung steht. Die Einkerbung lässt sich leicht mit einem Diamantschleifkopf herstellen. Da der schmale Steg nur sehr kurz ist, vergrößert er den magnetischen Widerstand des gesamten Ringes nicht wesentlich. Sobald jedoch die Sättigung in dem Steg eintritt, vergrößert sich der magnetische Widerstand des Ringes um Größenordnungen. Der zusätzliche magnetische Fluss müsste dann den Luftspalt in der Einkerbung überwinden. Der Kern lässt sich daher bereits mit einem relativ geringen Magnetisierungsstrom in die Sättigung fahren. Ein Vorteil dieser Technik ist, dass nur ein kleiner Bereich des Kernes gesättigt werden muss und so die Verluste im Kern entsprechend niedrig sind.
Zu beachten ist noch, dass die Schaltung keinen Überlastungsschutz besitzt. Sie ist also nur für Anwendungen geeignet, bei denen kein Kurzschluss auftreten kann. Denkbar wären z.B. einfache Lampennetzteile für Niedervolt-Halogenlampen oder für Gasentladungslampen. Bei Halogenlampen ist natürlich zu beachten, dass der Wandler beim Kaltstart kurzzeitig ein Vielfaches des normalen Betriebsstromes liefern muss. Bei Gasentladungslampen muss die Streuinduktivität von Tr 2 so hoch gewählt werden, dass der Ausgang kurzschlussfest ist. Wenn die Lampe direkt mit Wechselspannung betrieben werden soll, muss sich der Wandler in unmittelbarer Nähe der Lampe befinden, damit man keine unnötige Störabstrahlung riskiert. In vielen Fällen kann man auch auf den Siebelko hinter dem Netzgleichrichter verzichten. Der Wandler muss dann allerdings nach jedem Nulldurchgang erneut gestartet werden. R 1 sollte dazu deutlich verkleinert werden, damit der Startimpuls möglichst am Anfang jeder Halbwelle eintrifft. Andererseits ließe sich auf diese Weise auch sehr einfach eine Phasenanschnittsteuerung realisieren. Durch Veränderung von R 1 ließe sich der Zündzeitpunkt des Wandlers in weiten Grenzen variieren, genau wie man es auch von einem einfachen Triac-Dimmer kennt. Dies würde z.B. einen Softstart oder das Dimmen einer Glühlampe ermöglichen. Bei Verzicht auf einen Siebelko muss der Entstörfilter entsprechend besser ausgelegt sein, damit die hochfrequenten Wechselströme aus der Halbbrücke nicht ins Netz gelangen.
Mit moderner Technik lassen sich bei Hochvolt-Halbbrücken Steuertrafos durch Verwendung integrierter Gate-Treiber-ICs vermeiden. Besonders einfach lässt sich eine Hochvolt-Halbbrücke mit einem IR 2153 aufbauen. Da der IR 2153 bereits einen Oszillator eingebaut hat, sind nur wenige externe Bauteile nötig. Mit der in Bild 8.3 F angegebenen Schaltung lassen sich Ausgangsleistungen bis ca. 400 Watt erreichen.

Bild 8.3 F Hochvolt-Halbbrücke mit IR 2153

Genau wie bei den 50-Hz-Trafos kann es auch hier bei optimaler Trafoausnutzung beim Einschalten passieren, dass der Trafo zu lange in eine Richtung magnetisiert wird und in die Sättigung gerät. Aus diesem Grund wird der Wandler nach dem Start zunächst mit etwa der 6-fachen Betriebsfrequenz angefahren. Leider gibt es beim IR 2153 sonst keine einfache Möglichkeit, die Einschaltdauer zu steuern. Die Frequenz ergibt sich aus den Werten von C 2 und R2 und errechnet sich etwa zu f = 1/1,4 RtCt . Bei höheren Frequenzen liegt die Spannung nicht lange genug in einer Richtung an, um den Trafo in die Sättigung bringen zu können. Der IR 2153 hat eine fest eingestellte Totzeit von ca. 1,2 µs. Dies ist der Zeitraum zwischen Ausschalten eines Transistors und Einschalten des jeweils anderen. Die Totzeit soll sicherstellen, dass niemals beide Transistoren gleichzeitig leitend sind. Bei höheren Frequenzen nimmt die Totzeit einen zunehmenden Anteil der gesamten Periodendauer in Anspruch, was die mittlere Einschaltdauer reduziert. In Kombination mit der zunehmenden Streuimpedanz reduziert sich daher die maximal übertragbare Leistung mit zunehmender Frequenz. Das Anfahren des Wandlers mit einer erhöhten Frequenz kann man also auch als eine Art Softstart auffassen. Sobald die Betriebsspannung anliegt, wird C 1 über R 6 langsam aufgeladen. Bei ca. 9 Volt schaltet sich der IR 2153 ein und steuert die beiden MOSFETs an. Eine Hilfswicklung auf dem Trafo liefert dann die Versorgungsspannung, die über D 1 gleichgerichtet wird. Bei größeren Trafos reicht da häufig schon eine Drahtschlaufe, die durch den Kern gezogen wird. Die Spannung an C 1 wird durch eine interne Zenerdiode im IR 2153 auf 15,6 Volt begrenzt. Dies muss bei der Dimensionierung der Hilfswicklung und R 1 berücksichtigt werden. Für die Ansteuerung von T 1 benötigt der IR 2153 noch eine weitere Betriebsspannung zwischen Pin 6 und 8. Während T 2 durchgeschaltet ist, wird diese aus der „normalen“ Betriebsspannung auf C 1 über D 2 zugeführt und in C 5 zwischengespeichert.
Nachdem der IR 2153 eingeschaltet hat, laden die Steuerimpulse von T 2 über D 4 und R 5 den Elko C 4 auf. Mit zunehmender Spannung auf C 4 beginnt T 3 langsam zu leiten. Dabei schaltet T 3 den Kondensator C 3 parallel zu C 2, was die Frequenz des Oszillators etwa um den Faktor 6 reduziert. Da T 3 nur langsam durchschaltet, schaltet die Frequenz nicht plötzlich um, sondern wandert kontinuierlich von der 6-fachen Startfrequenz bis zur eigentlichen Arbeitsfrequenz. So ist sichergestellt, dass der Trafokern, trotz optimaler Ausnutzung bei der Arbeitsfrequenz, während der Startphase nicht in die Sättigung gerät.
Soll auf der Sekundärseite eine Gleichspannung gewonnen werden, ist darauf zu achten, dass die/der Siebelko(s) nicht zu groß sein dürfen, damit die Schalttransistoren während der Startphase nicht sofort überlastet werden. Wegen des Gegentaktbetriebes müssen die Siebkondensatoren, bzw. Elkos ohnehin nicht besonders groß sein, da sie die Spannung ja nur während der Totzeit speichern müssen. Im Zweifelsfall muss die Startfrequenz noch höher gewählt werden, um den Einschaltstrom zu begrenzen.
Auf jeden Fall ist auch diese Schaltung nicht kurzschlussfest, was eventuell auch Absicherungsmaßnahmen an anderer Stelle erfordert.
Ein Nachteil des IR 2153 besteht darin, dass zwischen den dicht nebeneinander liegenden Pins 5 und 6 die volle (Netz-)Betriebsspannung liegt. Hier sind auf der Leiterplatte entsprechende Maßnahmen zu treffen, um eine Lichtbogenbildung zu vermeiden. Dafür ist es auch hilfreich, beim DIP-8-Gehäuse die Lötpunkte von Pin 5 um 1/20“ nach innen und Pin 6 um 1/20“ nach außen zu versetzen. Ansonsten empfehle ich dringend eine Versiegelung dieses Bereiches mit einem Isolierlack.
Prinzipiell lassen sich mit dieser Technik auch sehr hohe Leistungen übertragen. In Bild 8.3 G ist eine Variation der Schaltung aus Bild 8.3 F zu sehen. Die hohen Ausgangsströme von 40 Ampere lassen sich leicht mit preiswerten und schnellen IGBTs erreichen. Die Ausgangsleistung kann dabei über 2 kVA betragen. Die Schaltung wurde entwickelt um zu testen, wie weit sich die Steuerleistung der IGBTs reduzieren lässt, um den Aufwand vom Hilfsnetzteil für die Steuerschaltung zu minimieren. Dazu werden die Gates der IGBTs direkt auf die Betriebsspannung der Steuerschaltung gelegt und die Emitter über einen Niedervolt-MOSFET angesteuert. Das hat den Vorteil, dass der Gatestrom der IGBTs ein reiner Wechselstrom ist und deshalb keine Steuerleistung benötigt. Steuerleistung wird nur zur Ansteuerung der Niedervolt-MOSFETs benötigt. Diese ist jedoch wesentlich geringer als diejenige, die zur direkten Ansteuerung der IGBTs nötig wäre. Das liegt einmal daran, dass Niedervolt-MOSFETs bei gleicher Strombelastbarkeit wesentlich niedrigere Gate-Kapazitäten besitzen als Hochvolt-FETs und natürlich auch daran, dass die Gegenkopplung durch die parasitäre Miller-Kapazität wegen der geringen Drainspannung am Steuer-MOSFET fast vollständig wegfällt. Paradoxerweise kann diese Form der Ansteuerung unter günstigen Bedingungen nicht nur mit geringer Steuerleistung auskommen, sondern sie kann sogar noch den Betriebsstrom für die gesamte Steuerschaltung liefern. Dies ist immer dann der Fall, wenn die Transistoren einen hohen Strom abschalten müssen. Während der jeweilige Steuer-MOSFET sehr schnell abschaltet, brauchen die IGBTs dazu etwas länger. Während des Abschaltvorganges fließt deshalb kurzzeitig der Emitterstrom über die Emiterdioden auf die jeweilige Betriebsspannung der Steuerschaltung. Es wird also sozusagen ein kleiner Teil der Schaltverluste der IGBTs abgezweigt, um die Steuerschaltung zu versorgen. Zwei Supressordioden (P6KE15A) schützen die Steuerschaltung vor Überspannung. Um die Steuerschaltung sicher zu versorgen, ist noch eine Phasenanschnittsteuerung vorgeschaltet, die ich bereits in Bild 4.3 ausführlich beschrieben habe.
Da IGBTs keine Inversströme vertragen, die bei induktiven Lasten immer auftreten, müssen ihnen noch je eine Inversdiode (MUR 860) parallel geschaltet werden. Je nach Anwendung müssen ggf. auch stärkere Dioden für Ströme von 20-30 Ampere verwendet werden. Verwendbar sind prinzipiell alle ultraschnellen Dioden (FRED) mit einer Sperrspannung von mindestes 600 Volt.

Bild 8.3 G Hochvolt-Halbbrücke für hohe Leistung mit IR 2153

Der Wandler kann mit der ungesiebten Gleichspannung betrieben werden. Dies ist dann sinnvoll, wenn es nur darum geht, hohe Leistungen zu übertragen, z.B. bei Lampen oder Heizungsanwendungen. Mit einem großen Siebelko ist auch ein kontinuierlicher Betrieb möglich. Bei größeren Leistungen ist dann eine Einschaltstrombegrenzung und eine Leistungsfaktorkorrektur erforderlich.
Wenn die Wechselstrombelastung der Spannungsquelle nicht so groß sein soll, was vorwiegend bei höheren Leistungen ein Problem sein kann, wird man Vollbrückenschaltungen bevorzugen. Das erfordert zwar einen höheren Bauteileaufwand, bei höheren Leistungen fällt das aber nicht mehr so sehr ins Gewicht. Außerdem halbiert sich der Spulenstrom bei einer Vollbrücke gegenüber der Halbbrücke. Das verringert ohmsche Verluste und die Streuinduktivität, die auch durch die Zuleitungen zum Trafo entstehen. Dazu muss der Strom bei einer Halbbrücke noch durch den Koppelkondensator fließen, was weitere Verluste bedeutet. Immerhin wird man bei hohen Leistungen und niedrigen Betriebsspannungen, z.B. 24 Volt, kaum mehr als eine Windung auf den Trafo wickeln können. Das kann bedeuten, dass die äußeren Zuleitungen zum Trafo inklusive Bauteile, die vom Primärstrom durchflossen werden, einen wesentlich höheren induktiven Widerstand haben als die Primärspule (ohne Kern) selbst, was eine erhebliche Erhöhung der Streuinduktivität zur Folge hat.

Bild 8.3 H MOSFET-Vollbrücke mit integrierten Gate-Treiber-ICs

Am einfachsten lässt sich so eine Vollbrückenschaltung mit zwei Gate-Treiber-ICs realisieren. Da diese ICs inzwischen recht preiswert sind, lohnt sich deren Einsatz selbst bei niedrigen Betriebsspannungen. Wie man in Bild 8.3 H sieht, sind nur wenige externe Bauteile zum Betrieb der Vollbrücke erforderlich.
Als Treiber-IC wird der IR 2151 verwendet. Dies ist das Vorgängermodel des IR 2153, der zumindest als IC 2 nicht geeignet ist. Der IR 2153 hat ein Shutdown-Feature und schaltet beide Transistoren ab, wenn an Pin 3 eine Spannung unter ca. 2 Volt anliegt. Da Pin 3 von IC 2 digital angesteuert wird, ist das in diesem Fall unerwünscht. IC 1 arbeitet, wie vom Hersteller vorgesehen, als selbstschwingender Halbbrückentreiber. Mit den angegebenen Werten für C 2 und R 1 liegt die Schwingfrequenz bei ca. 32 kHz. Der Ausgang des internen Timers Pin 2 ist direkt mit dem Eingang Pin 3 des Timers von IC 2 verbunden. Da der Timer das Signal von Pin 3 nach Pin 2 invertiert, arbeiten die beiden ICs genau im Gegentakt. Die Leistung eines so aufgebauten Flusswandlers wird praktisch nur noch durch die Leistungsschalter T 1 bis T 4 begrenzt. Ausgangsleistungen im kW-Bereich sind ohne weiteres möglich. Bei hohen Leistungen und niedrigen Spannungen ist zu beachten, dass auch hier wieder sehr große Stromänderungsgeschwindigkeiten auftreten. Deshalb ist darauf zu achten, dass die stromführenden Verbindungsleitungen von T 1 bis T4 und C 5 besonders kurz sind und ein möglichst flaches Querschnittsprofil haben.
Da der Hersteller (IR) bei Neuentwicklungen von der Verwendung des IR 2151 abrät, ist zu befürchten, dass er irgendwann nicht mehr zu bekommen ist. In diesem Fall müssen andere ICs verwendet werden, für die ich mir vorsichtshalber eine Ersatzlösung ausgedacht habe. In Bild 8.3 I ist diese Änderung zu sehen. Sie besteht aus einem selbstschwingenden Halbbrückentreiber, wie gehabt, und einem normalen Halbbrückentreiber.

Bild 8.3 I MOSFET-Vollbrücke mit integrierten Gate-Treiber-ICs

Die verwendeten ICs haben eine kürzere Totzeit von etwa 0,6 µs statt 1,2 µs beim IR 2151 und IR 2153. Das erlaubt entsprechend höhere Schaltfrequenzen. Prinzipiell ist es auch möglich, zwei IR 2153 zu verwenden, falls diese leichter zu beschaffen sind. In diesem Fall muss Pin 2 von IC 1 nicht direkt, sondern über eine 2,7 V-Zenerdiode an Pin 3 von IC 2 angeschlossen werden. Ein Widerstand von Pin 3 nach Pin 1 von IC 2 hebt das Potential an Pin 3 um 2,7 Volt, sodass die shutdown-Funktion außer Betrieb gesetzt ist. In Bild 8.3K ist diese Änderung zu sehen. Ansonsten ist die Schaltung identisch mit Bild 8.3 H.

Bild 8.3 K Vollbrückensteuerung mit zwei IR 2153

Die Schaltungen aus Bild 8.3 H...J können nahezu ohne Änderungen auch für Spannungen bis über 400 Volt verwendet werden. Dabei muss nur eine separate Stromversorgung für die Steuer-ICs vorgesehen werden. Eventuell ist es sinnvoll die Betriebsspannung der Gate-Treiber-ICs auf 10 - 12 Volt zu begrenzen. Bei höheren Betriebsspannung (intern auf 16,5 Volt begrenzt) kann sich durch die durch die Gatewiderstände bedingten Entladezeiten der Gates die effektive Totzeit verkürzen.
Natürlich kann man so eine Vollbrücke auch mit einem Steuertrafo ansteuern. Diesen wird man sich aber i.d.R. selbst anfertigen müssen. Andererseits wäre es denkbar, dass es in Zukunft auch Standard-Steuertrafos für die MOSFET- und IGBT-Ansteuerung zu kaufen gibt. Mit einem kleinen hochpermeablen Ringkern lässt sich so ein Trafo leicht anfertigen. Dazu zieht man einfach pro Spule 0,15 mm Kupferlackdraht jeweils 20 mal durch den Kern. Mit 20 Windungen können Frequenzen ab etwa 50 kHz übertragen werden. Für niedrigere Frequenzen wären entsprechend mehr Windungen erforderlich, was aber bei der Einzelanfertigung mit einem Ringkern zunehmend mühsam wird. Die drei Spulen sollten wegen der Potentialdifferenz von ca. 400 Volt ausreichend Abstand haben. Da hochpermeable Ferritkerne auch elektrisch leitfähig sind, sollte der Ringkern außen isoliert sein. In diesem Fall sollte ein handelsüblicher kunststoffbeschichteter Ringkern verwendet werden.

Bild 8.3 L Hochvolt-Vollbrücke mit Steuertrafo und hoher Ausgangsleistung

In Bild 8.3 L ist ein Wandler mit Steuertrafo zu sehen. Der Vorteil bei der Schaltung ist, dass nur ein einziger Trafo mit drei Spulen benötigt wird. Der Generator kann z.B. mit einer 380-Volt-Gleichspannung aus einer Leistungsfaktor-Korrekturschaltung oder auch direkt mit der gleichgerichteten aber ungesiebten 230-Volt-Netzspannung betrieben werden. Letzteres würde ausreichen bei Anwendungen, wie z.B. Beleuchtungstechnik, Schweißtechnik oder in Induktionsöfen.
Zur Versorgung des SG 3525 mit ca. 15 Volt habe ich hier eine Schaltung vorweggenommen, die ich erst in Kapitel 13.1 über Spezialwandler beschreiben will. Als Oszillator dient ein PWM-Schaltregler-IC vom Typ SG 3525. Dieser hat den Vorteil, dass er bereits Gegentakt-Ausgangstreiber enthält und sowohl den Trafo als auch die Endstufentransistoren im unteren Brückenzweig direkt ansteuern kann. Der Steuertrafo ist so beschaltet, dass abwechselnd ein positiver und ein negativer Einschaltimpuls übertragen wird. Theoretisch könnte man nun mit den Spannungen der Sekundärspulen direkt auf die Gates von T 6 und T 7 gehen; je nach Polarität würde immer der richtige Transistor durchschalten. Wegen der Streuinduktivität des Steuertrafos kann es allerdings zu Verzögerungen des Schaltvorganges und auch zu unerwünschten Resonanzen im Trafo kommen. Um zumindest ein schnelles Ausschalten der Transistoren im oberen Brückenzweig sicherzustellen, wurde noch eine kleine Zusatzschaltung eingefügt. Ohne Steuersignal werden die Transistoren T 4 und T 5 über R 15 und R 16 voll durchgeschaltet und sorgen so für eine schnelle Entladung der Gates. Sobald eine positive Steuerspannung vom Trafo kommt, gelangt diese über D 4 und D 5, bzw. D 6 und D 7 auf die Gates des MOSFETs, während T 4, bzw. T 5 sperrt. Ein RC-Glied an jeder Sekundärspule des Steuertrafos dämpft die auftretenden Resonanzen im Trafo.
Der SG 3525 hat eine minimale Totzeit von etwa 0,5 µs eingebaut, die sich bei Bedarf durch Einfügen eines Widerstandes zwischen Pin 5 und Pin 7 erhöhen lässt. Die Schaltfrequenz lässt sich mit dem Poti P etwa zwischen 50 und 250 kHz einstellen.
Ein großer Vorteil der Vollbrücke besteht darin, dass der Laststrom immer über einen der Transistoren im unteren Brückenzweig fließt und deshalb mit einem gemeinsamen Sourcewiderstand überwacht werden kann. Die Schutzschaltung misst die Spannung am gemeinsamen Sourcewiderstand R 21. Bei Überlastung wird die aus T 2 und T 3 bestehende monostabile Kippstufe getriggert und legt den Disable-Eingang (Pin 10) des SG 3525 für einige 100 ms auf 5 Volt. Dadurch werden die Ausgänge sofort zurückgesetzt und alle Endstufentransistoren gesperrt. Zusätzlich wird der Softstart-Elko C 6 entladen, sodass die Einschaltdauer auf null reduziert wird. Nach einer Fehlerauslösung beginnt der Wandler wieder mit einem Softstart.
Je nach verwendeten Transistortyp in der Endstufe und Arbeitsfrequenz kann es passieren, dass der vom Hilfswandler kommende Versorgungsstrom nicht ausreicht, die Betriebsspannung der Steuerelektronik zu liefern. In diesem Fall empfehle ich die etwas leistungsfähigere und effizientere Abwärtswandler-Schaltung aus Bild 6.1 n.

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