5. Spannungswandler mit geschalteten Kapazitäten

In diesem Kapitel geht es um Spannungswandler, die mit Hilfe einer hohen Schaltfrequenz, die i.d.R. über 20 kHz liegt, eine unstabilisierte Ausgangsspannung erzeugen. Diese Wandler kommen ohne Spulen aus und können mit hohem Wirkungsgrad Eingangsspannungen teilen, vervielfachen oder invertieren. Solche Wandler findet man vorwiegend dort, wo mit geringem Aufwand zusätzliche Hilfsspannungen erzeugt werden sollen, z.B. in batteriebetriebenen Geräten. Dieser Wandlertyp besteht grundsätzlich aus zwei Bestandteilen:

1. Ein Rechteckgenerator mit der erforderlichen Ausgangsleistung
2. Einer Gleichrichter- bzw. Vervielfacherschaltung

Die Schaltung vereinfacht sich erheblich, wenn man auf Standard-ICs für den Rechteckgenerator, wie z.B. den NE555 zurückgreift. Ich möchte für die verschiedenen Leistungs- und Spannungsbereiche einige Standardschaltungen behandeln. Bei höheren Leistungen, insbesondere bei höheren Betriebsspannungen, ist darauf zu achten, dass die noch ungeladenen Kondensatoren nach dem Einschalten einen sehr hohen Ladestrom ziehen können. Im Generator muss also eine entsprechende Strombegrenzung vorgesehen werden, um die Leistungstransistoren vor Zerstörung zu schützen. Für sehr kleine Leistungen gibt es ein weit verbreitetes IC vom Typ ICL7660. Darin ist ein Rechteckgenerator und die Gleichrichter enthalten. Damit lassen sich kleine Spannungsverdoppler oder Inverter aufbauen. Die Besonderheit des ICs besteht darin, dass alle Schalter aktiv gesteuert sind und deshalb keine Flussspannung an den Gleichrichtern verloren geht. In den Datenblättern finden sich genügend Anwendungsbeispiele, sodass ich hier nicht näher darauf eingehen will.

5.1 Rechteckgeneratoren für Spannungswandler
Da die Rechteckgeneratoren, zumindest bei den Vervielfacher- und Inverterschaltungen, völlig unabhängig von den Gleichrichterschaltungen betrachtet werden können, möchte ich zunächst die Rechteckgeneratoren behandeln.

Bild 5.1 A Rechteckgenerator für kleine (links) und mittlere Leistungen (rechts)

In Bild 5.1 A sind zwei besonders einfache Generatoren für kleine und mittlere Leistungen dargestellt. Für den Oszillator selbst braucht man, außer dem IC, nur noch einen Kondensator und einen Widerstand. Bei den angegebenen Werten liegt die Oszillatorfrequenz bei 20-25kHz. Den Timer-IC 555 gibt es von diversen Herstellern als bipolare und CMOS-Version ( die CMOS-Version erkennt man an einem „C“ in der Typenbezeichnung ). Die CMOS-Version arbeitet mit Spannungen von 2-15 Volt und kann bei 15 Volt etwa 10 mA, bei 5 Volt kaum mehr als 1 mA Ausgangsstrom liefern. Die bipolare Version arbeitet von 5-15 Volt und kann 200 mA Ausgangsstrom liefern. Für höhere Ausgangsströme muss ein Komplementärtreiber nachgeschaltet werden, wodurch der Spannungshub jedoch um 1-1,5 Volt verringert wird. Mit den Transistoren BC337/BC327 kann der Ausgangsstrom bis auf ca. 600 mA erhöht werden. Mit den Typen BD437/438 erreicht man 2-3 Ampere. Wenn, z.B. bei Batteriebetrieb, eine besonders niedrige Leerlauf-Stromaufnahme erforderlich ist, empfiehlt es sich, eine CMOS-Version zu verwenden und die Frequenz deutlich zu reduzieren (22-kΩ-Widerstand vergrößern). Sollen noch höhere Leistungen und/oder Spannungen geschaltet werden, kann die folgende Schaltung in Bild 5.1 B verwendet werden. Auch hier wird wieder der 555-Oszillator verwendet. Als Endstufe dienen zwei N-Kanal-MOSFETs. Durch Verwendung eines P-Kanal-FETs im oberen Zweig der Endstufe würde sich zwar die Ansteuerung vereinfachen, allerdings haben P-Kanal-Typen grundsätzlich einen höheren Einschaltwiderstand. Wenn es darauf ankommt, möglichst große Ströme mit möglichst kleiner Verlustleistung zu schalten, sollte die Schaltung immer so ausgelegt sein, dass N-Kanal-MOSFETs eingesetzt werden können. Die angegebenen Transistoren haben einen Einschaltwiderstand von ca. 40 mΩ und können einen Ausgangsstrom von etwa 30 Ampere liefern. Für höhere Ströme können auch noch stärkereTransistoren verwendet werden. Die Betriebsspannung sollte bei max. 24 Volt liegen. Bei Betriebsspannungen bis 15 Volt kann die Betriebsspannung des 555 direkt mit der Betriebsspannung der Endstufe verbunden werden.

Bild 5.1 B Rechteckgeneratoren für höhere Leistung und höhere Betriebsspannung (rechts)

Die Ansteuerung des unteren Zweiges der Endstufe ist besonders einfach, da der Source-Anschluss des MOSFETs direkt an der negativen Betriebsspannung liegt. Für den oberen Zweig ist ein zusätzlicher Kleinsignal-MOSFET erforderlich, der synchron zum unteren Endtransistor angesteuert wird. Wenn der Transistor im unteren Zweig durchgeschaltet wird, schaltet auch der BS170 durch und legt das Gate des oberen MOSFETs auf null Volt. Gleichzeitig wird der 4,7µF-Kondensator über eine Diode auf etwa 15 Volt aufgeladen. Ist die Ausgangsspannung des 555 null, sperrt der BS170 und der untere MOSFET. Der 4,7µF-Kondensator kann jetzt seine Spannung über den 220-Ω-Widerstand auf das Gate des oberen MOSFETs legen, der dann voll durchschaltet. Die absolute Gatespannung dieses Transistors liegt dann min. 10 Volt über der Betriebsspannung der Endstufe. Der BS170 muss daher mindestens diese erhöhte absolute Gatespannung sperren können. Die Ansteuerung der Endstufe muss sicherstellen, dass niemals beide Transistoren gleichzeitig durchgeschaltet sind. Dies wird dadurch gewährleistet, dass die Gates beim Einschalten jeweils über einen 220Ω-Widerstand aufgeladen und so die Endtransistoren etwas verzögert eingeschaltet werden. Beim Ausschalten werden die Gates dagegen sehr niederohmig über den BS170 bzw. eine Diode entladen. Wenn einer der Endtransistoren einschaltet, ist also der jeweils andere bereits seit min. 100ns (je nach Transistortyp) gesperrt. Die Schaltung der Endstufe funktioniert prinzipiell auch bei höheren Spannungen, z.B. 300 Volt, allerdings wird die Ansteuerung des oberen Endstufenzweiges mit steigender Spannung und Frequenz zunehmend problematisch. Für die Ansteuerung benötigt man einen besonders schnellschaltenden und kapazitätsarmen Treibertransistor. Das Problem lässt sich durch Verwendung eines Treibertrafos für den oberen Zweig weitgehend vermeiden (rechtes Bild). Schaltendstufen für hohe Betriebsspannungen werden daher häufig mit Treibertrafos im oberen Zweig angesteuert. Der Treibertrafo braucht nur sehr wenig Leistung übertragen und kann daher sehr klein ausfallen. Das Übersetzungsverhältnis sollte etwa 1:1 sein. Da die Streuinduktivität des Treibertrafos u.U. ein schnelles Entladen der Gatekapazität verhindert, ist ein zusätzlicher Entladetransistor (BC557) direkt am Leistungsschalter angebracht. Ein Problem bei den Hochvoltendstufen ist die Spannungsversorgung des Oszillators. Ggf. muss ein zusätzliches kleines 12-15V-Netzteil eingebaut werden.

Ein einfacher Rechteckgenerator lässt sich auch komplett diskret aufbauen. Da die Schaltung in Bild 5.1 C sehr einfach aufgebaut ist, bietet sie trotz des niedrigen Preises von Standard-ICs (NE 555) eine interessante Alternative.

Bild 5.1 C Diskret aufgebauter Rechteckgenerator

Der Generator ist vorzugsweise für Betriebsspannungen im Bereich von 12 Volt vorgesehen. Bei höheren Betriebsspannungen wirkt sich der relativ hohe Stromverbrauch des Oszillators negativ aus. Der Oszillator ist ein klassischer, mit zwei NPN-Transistoren aufgebauter astabiler Multivibrator. Die Arbeitswiderstände der Transistoren sind mit 220 Ohm recht niederohmig gewählt. Das verursacht zwar einen relativ hohen Stromverbrauch, ist aber nötig, um die Gate-Kapazitäten der MOSFETs ausreichend schnell laden zu können. Wenn die Schaltfrequenz niedriger gewählt wird und/oder MOSFETs mit kleiner Gate-Kapazität eingesetzt werden, können die Widerstände wesentlich hochohmiger werden, um den Stromverbrauch zu reduzieren. Die Emitterdioden D 1 und D 2 schützen die B-E-Strecken von T 1 und T 2 vor zu hoher Sperrspannung. Leider halten die B-E-Dioden bipolarer Transistoren kaum mehr als 5 Volt in Sperrichtung aus. Beim Umkippen des Mutltivibrators tritt aber die Betriebsspannung, hier 12 Volt, in Sperrichtung an der B-E-Diode auf. An der Basis von T 1 tritt sogar die doppelte Spannung auf, da C 1 direkt an der erhöhten Gate-Steuerspannung von T 3 liegt. Damit das Tastverhältnis der Ausgangsspannung nicht zu stark von 50 % abweicht, ist deshalb R 4 deutlich größer als R 2..
Diese Schaltung lässt sich auch sehr hochohmig aufbauen, sodass sie eine extrem niedrige Stromaufnahme hat und sich dann bestens für Batteriebetrieb eignet. Die Schaltung befindet sich in der Abteilung Schaltungstechnik/Oszillatoren.

Wer sich, trotz der Vorteile von N-Kanal-MOSFETs, für die einfachere Beschaltung mit P-Kanal entscheidet, kann auf die folgende Schaltung zurückgreifen:

Bild 5.1 D Rechteckgeneratoren für höhere Leistung mit P-Kanal-MOSFETs

Für Betriebsspannungen bis 15 Volt kann die einfache Schaltung links in Bild 5.1 D verwendet werden. Der P-Kanal-MOSFET kann hier noch direkt vom 555-Timer angesteuert werden. Die Gate-Dioden sorgen wieder dafür, dass die Transistoren schnell gesperrt und nur langsam durchgeschaltet werden. Dadurch ist gewährleistet, dass während der Umschaltphase kurzzeitig beide Transistoren gesperrt statt durchgeschaltet sind.
Für Betriebsspannungen über 15 Volt, z.B. 80 Volt, ist die Schaltung rechts in Bild 5.1 D ausgelegt. Um den P-Kanal-FET anzusteuern, muss die Gleichspannung am Source von der Steuerspannung des Timer-ICs entkoppelt werden. Am einfachsten geht das mit einem 22-nF-Kondensator. Mit einem 10-k-Widerstand und einer 12-V-Zenerdiode wird die Steuerspannung am Gate des P-Kanal-MOSFET wieder auf einen definierten Pegel bezüglich Source gezwungen. Zu beachten ist, dass Ein- und Ausschalten der Betriebsspannung nicht zu schnell erfolgen darf, damit der Lade- und Entladestrom des 22-nF-Kondensators nicht die FET-Gates oder den Timer-Ausgang zerstören. Die Schutzdioden am Timer-Ausgang und die Zenerdiode am Gate des P-Kanal-MOSFETs fangen diese Ströme weitgehend ab. Um eine saubere Ansteuerung des P-Kanal-FETs zu gewährleisten, ist weiterhin darauf zu achten, dass am Source-AnSchluss, der direkt an der positiven Versorgungsspannung liegt, keine wesentliche Störspannung auftreten darf. Dazu muss ein ausreichend großer Stützelko parallel zur Betriebsspannung der Leistungsendstufe geschaltet werden.
Mit einem Vorwiderstand und einer Zenerdiode wird die Betriebsspannung des Timers auf 12 Volt stabilisiert.
Mit dem derzeitigen Stand der Technik sind preiswerte P-Kanal-MOSFETs für Sperrspannungen bis zu 200 Volt (z.B. IRF 9640) zu haben. Für Betriebsspannungen bis etwa 180 Volt stellen P-Kanal-MOSFETs im positiven Zweig der Leistungsstufe daher eine wirtschaftliche Alternative zu den schwer ansteuerbaren N-Kanal-Typen dar. Mit zunehmender Ausgangsleistung wird es aber sinnvoller werden, die niederohmigeren N-Kanal-Typen einzusetzen.
Eine weitere Alternative zur Ansteuerung von N-Kanal-MOSFETs im positiven Zweig der Leistungsendstufe ist die Verwendung von Gate-Treiber-ICs. Damit lassen sich sehr einfache Generatoren mit hohen Leistungen aufbauen. Da der Hauptanwendungsbereich der Gate-Steuer-ICs aber eher im Bereich der Schaltnetzteile ab Kapitel 6 liegen dürfte, werde ich erst dort darauf eingehen. Durch die Gate-Treiber-ICs dürfte auch die Trafoansteuerung des Transistors im oberen Zweig technisch überholt sein. Andererseits gehe ich davon aus, dass es solche Ansteuertrafos für MOSFETs und IGBTs in Zukunft als preiswerte Standardbauteile zu kaufen gibt. Ich werde daher in den folgenden Kapiteln beide Methoden zeigen. Nützlich sind die Ansteuertrafos auf jeden Fall dort, wo eine vollständige galvanische Trennung von Steuer- und Leistungsteil erforderlich ist.

In der Rubrik Schaltungstechnik habe ich bereits den Advanced Diskrete Astable Multivibrator, kurz ADAM vorgestellt. Dieser läßt sich sehr gut für einen Leistungsoszillator verwenden. Unter Verwendung eines FDS8858, der ein komplementäres MOSFET-Pärchen im SO8-Gehäuse enthält, läßt sich so in SMD-Technik ein sehr kompakter Leistungsoszillator aufbauen. Trotz des kleinen Gehäuses haben beide Transistoren des FDS8858 einen RDSon von ca 20mOhm und können Ströme bis zu 7A schalten. Damit könnte dieser Generator bei 24V Betriebsspannung theoretisch bis zu 60W abgeben. Praktisch sollten sich, je nach Kühlungssituation, min. 30W erreichen lassen.

Bild 5.1 E Diskret aufgebauter Rechteckgenerator für mittlere Leistung

Eine Besonderheit liegt in der Ansteuerung der MOSFETs. Die MOSFETs werden im Gegentakt ohne Totzeit angesteuert. Die Totzeit entsteht erst durch die Art der Ansteuerung. Dazu werden die Gates über die Kondensatoren C7 und C8 relativ fest miteinander verkoppelt. Die Gate-Ableitwiderstände R7 und R8 sorgen dafür, dass die mittlere G-S-Spannung der MOSFETs 0V beträgt. Bei 24V Betriebsspannung beträgt der Spannungshub an den Gates jeweils ca. +-12V. Mit R6 haben beide MOSFETs einen gemeinsamen Gate-Vorwiderstand. Aufgrund der kapazitiven Gate-Last folgen die Gatespannungen der steilflankigen Steuerspannung des Oszillators nur verzögert. Dabei entsteht an jedem MOSFET-Gate aufgrund der Miller-Kapazität eine kurze Plateau-Zone während der Einschaltflanke der D-S-Spannung. Im Oszillogramm sehen die Flanken folgendermaßen aus:

Bild 5.1 E1 Verlauf der Gatespannung (blau) und Drainspannung (rot) der MOSFETs bei 24V Betriebsspannung

Die Gatespannung wurde der Einfachheit halber exemplarisch am Gate des N-Kanal-MOSFETs gemessen. Wegen der relativ festen Verkopplung der Gates über C7 und C8 sieht die Gatespannung des P-Kanal-MOSFETs nahezu genauso aus, nur dass der absolute Nullpegel der Gatespannung auf +24V, also Source des P-Kanal MOSFETs liegt. Die Drainspannung bezüglich Masse ist natürlich auch bei beiden MOSFETs identisch. Bei der fallenden Flanke der Gatespannung erkennt man, dass diese zunächst negativ wird, bevor dann die negative Plateauphase die Einschaltflanke des P-Kanal-MOSFETs anzeigt. D.h., Die Einschaltphase des P-Kanal-MOSFETs kann erst beginnen, wenn die Gatespannung des N-Kanal-MOSFET bereits negativ ist und dieser sicher sperrt. Umgekehrt beginnt die Plateauphase der positiven Flanke der Gatespannung erst im positiven Bereich, wenn der P-Kanal-MOSFET sicher gesperrt hat. Im Prinzip handelt es sich hier um eine gegenseitige "Verriegelung" der MOSFETs, die sicherstellt, dass nie beide Transistoren gleichzeitig eingeschaltet sein können. Nur beim Einschalten der Betriebsspannung, wenn C7 und C8 noch entladen sind, kann es einmalig und kurzzeitig zum Durchschalten, beider MOSFETs kommen. Das ist i.d.R. aber kein Problem, wenn die Anstiegszeit der Betriebsspannung sehr groß gegenüber der Zeitkonstante C7/R7 bzw. C8/R8 ist.
Die Ansteuerung der Gates generiert sich selbst eine kleine Totzeit, die, soweit man das erkennen kann, in der Größenordnung von 50ns liegt. Dies ist der Zeitraum zwischen dem Unterschreiten der Gate-Schwellspannung des ausschaltenden MOSFETs bis zur Plateauphase des einschaltenden MOSFETs.
Etwas einfacher wird der Aufbau, wenn man einen PWM-Regler vom Typ UC3845 als Oszillator einsetzt. Wenn man die PWM-Funktion durch entsprechende Beschaltung deaktiviert, erzeugt der Baustein eine Rechteckspannung mit einem Tastverhältnis von etwas unter 50%, Das ist für die meisten Anwendungen ausreichend. Der Vorteil des UC3845 besteht darin, dass er direkt an 24V betrieben werden darf und auch gleich einen kräftigen Gatetreiber eingebaut hat. Dadurch wird die Schaltung besonders einfach.

Bild 5.1 F Rechteckgenerator mit UC3845 als Oszillator

5.2 Spannungsvervielfacher mit geschalteten Kapazitäten
Die einfachste Form der Vervielfacher ist der Verdoppler, den ich in ähnlicher Form bereits bei den 50-Hz-Gleichrichterschaltungen behandelt habe. In Bild 5.2 ist eine Vervielfacherschaltung für niedrige Betriebsspannungen zu sehen. Ich habe gerade diesen Rechteckgenerator ausgewählt, weil sich in diesem speziellen Fall die Schaltung vereinfacht. Der Elko C2, der für die Vervielfacherschaltung gedacht ist, dient gleichzeitig der Erzeugung der Gatespannung des oberen Endstufentransistors. Die entsprechende Diode und der Elko in der Generatorschaltung kann daher entfallen. Bei höheren Betriebsspannungen ist eine der in Kapitel 5.1 beschriebenen Schaltungen zu verwenden. Um die Verlustspannungen in den Dioden gering zu halten, sollten bei Betriebsspannungen unter 40 Volt und höheren Leistungen für D1-D6 Schottky-Dioden verwendet werden. Standardtypen sind z.B. 1N5817 (1A, 20V), 1N5819 (1A, 40V), 1N5822 (3A, 40V) oder MBR1645 (16A, 45V).

Bild 5.2 Vervielfacherschaltung für kleine Betriebsspannungen von 8-15 Volt

Die Auswahl der Transistoren T 1 und T 2 richtet sich ebenfalls nach der gewünschten Leistung. Preiswerte Standardtypen wie z.B. BUZ71A (0,1 Ω, 50 V) können Ströme bis etwa 10 A schalten. Sollen die Transistorverluste gering gehalten werden, können auch die relativ preiswerten Hochstromtypen wie z.B. IRFZ44N (24 mΩ, 55 V) verwendet werden. Bei ausreichender Kühlung können diese Typen etwa 40 Ampere Dauerstrom vertragen. Falls auch das noch zu wenig ist, sollten mehrere Transistoren parallel geschaltet werden. Dies ist meistens billiger als die Verwendung extrem belastbarer Einzeltransistoren. Wegen der hohen Schaltfrequenz ist bei der Bemessung der Elkos die Kapazität nur zweitrangig; entscheidend ist die Belastbarkeit und der Innenwiderstand. Gute Werte können mit Low-ESR-Elkos erzielt werden oder wenn Kapazität und/oder Spannungsfestigkeit reichlich überdimensioniert sind.
Für eine Verdopplerschaltung sind nur die Dioden D 1 und D 2 sowie die Elkos C 1-C 3 erforderlich. Für jede weitere Stufe, die die Ausgangsspannung um Ub erhöht, sind je zwei Elkos und zwei Dioden nötig. Theoretisch können beliebig viele Stufen nachgeschaltet werden. Bei großen Übersetzungsverhältnissen wird diese Methode dann aber u.U. teurer und größer als ein Schaltregler mit Transformator.

5.3 Spannungsinverter mit geschalteten Kapazitäten
Spannungsinverter sind Schaltungen, die aus einer positiven Betriebsspannung eine negative generieren oder umgekehrt. Häufige Anwendung ist z.B. die Erzeugung einer symmetrischen Betriebsspannung für Analogschaltungen mit Operationsverstärkern in batteriebetriebenen Geräten. Zunächst sucht man sich wieder einen Generator mit ausreichender Leistung aus. Je nach benötigter Ausgangsspannung kann dann ein einfacher oder auch ein vervielfachender Inverter nachgeschaltet werden.

Bild 5.3 Spannungsinverter für kleine Leistungen

Wie in Bild 5.3 zu sehen ist, ist die Schaltung des Inverters der des Vervielfachers sehr ähnlich. Genau wie die normalen Vervielfacherschaltungen können auch die Inverterschaltungen mit beliebiger Leistung und Stufenzahl aufgebaut werden.

5.4 Spannungsteiler mit geschalteten Kapazitäten
Weniger bekannt als die Vervielfacherschaltungen sind Teilerschaltungen mit geschalteten Kapazitäten. Eine denkbare Anwendung wäre z.B. die Versorgung von 12-V-Verbrauchern an einem 24-V-Bordnetz. Der Aufwand lohnt sich natürlich nur bei größeren Leistungen, wo ein Linearregler zu viel Verlustleistung verheizen würde. Als sinnvolles Teilungsverhältnis kommt eigentlich nur die Halbierung der Eingangsspannung in Frage.

Bild 5.4 Der Spannungshalbierer mit geschalteten Kapazitäten

In Bild 5.4 ist ein solcher Spannungswandler zu sehen. Im Prinzip handelt es sich um einen Spannungsinverter, bei dem die Eingangsspannung zwischen der positiven Betriebsspannung und der negativen Ausgangsspannung angelegt wird. Die Ausgangsspannung wird dann zwischen der negativen Ausgangsspannung und der ursprünglichen Masse abgenommen. dass sich an der ursprünglichen Masseleitung die halbe Betriebsspannung einstellt, lässt sich wie folgt erklären: Durch die Belastung der Ausgangsspannung wird der Elko C 3 entladen. Gleichzeitig erhöht sich die Betriebsspannung der Generatorschaltung, deren Wert identisch mit dem Spannungshub am Generatorausgang ist. Über C 1, D 1 und D 2 wird C 3 auf den Wert des Spannungshubes aufgeladen, vorausgesetzt, die Spannung an C 3 ist kleiner als der Spannungshub. Ist die Spannung an C 3 größer als der Spannungshub, werden D 1 und D 2 nicht leitend und es fließt kein Strom. Erst wenn die Spannung an C 3 auf U_b/2 gesunken ist, ist der Spannungshub am Generator genauso groß wie die Spannung an C 3. Wird die Spannung an C 3 kleiner als U_b/2, beginnen die Dioden D 1 und D 2 zu leiten. Da es keine Strombegrenzung gibt, führt das Unterschreiten der Ausgangsspannung unter die halbe Betriebsspannung zu einem massiven Anstieg des Ein- und Ausgangsstromes. Die Ausgangsspannung ist also mit einem hohen Strom belastbar. Der Ausgangsstrom setzt sich aus dem Betriebsstrom des Generators und dem über C 1, D 1 und D 2 kommenden gleich großen Ausgangsstrom des Generators zusammen. Der Ausgangsstrom ist deshalb doppelt so groß, wie der Eingangsstrom, der nur aus dem Betriebsstrom des Generators besteht. Der Vorwiderstand für den Oszillator muss ggf. noch an die halbe Betriebsspannung angepasst werden. Für die Dimensionierung gelten prinzipiell die gleichen Maßstäbe wie bei der Vervielfacherschaltung. Für die Bemessung der Bauteile ist jedoch der Eingangsstrom relevant.

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