MOSFET- und IGBT-Treiber

Häufig besteht der Bedarf, Leistungs-MOSFETs oder sogar IGBTs direkt aus einer mit 5 Volt betriebenen Logikschaltung anzusteuern. Für solche Anwendungen gibt es spezielle Logik-Level-MOSFETs, die sich durch eine sehr niedrige Schwellenspannung und dadurch auszeichnen, dass sie bei einer Gate-Source-Spannung ab 5 Volt bereits voll durchschalten. Leider gibt es solche Logik-Level-MOSFETs nur für Sperrspannungen bis ca. 200 Volt. Bei höheren Sperrspannungen oder bei Verwendung von IGBTs ist eine höhere Gate-Steuerspannung unvermeidlich. Dafür gibt es eine reichhaltige Auswahl von Gate-Treiber-ICs. Manchmal lohnt es sich aber nicht, solche ICs einzusetzen. Wie in den folgenden Bildern zu sehen ist, lassen sich einfache Gate-Treiber auch mit geringem Aufwand diskret aufbauen:

Auf dem linken Bild ist ein nicht invertierender statischer Level-Shifter zu sehen. Bei Low-Pegel liegt der Emitter von T1 auf Masse und T1 wird über R1 durchgeschaltet, sodass auch das Gate von T2 auf Masse liegt. Geht der Logik-Pegel auf 5 Volt, liegen Basis und Emitter von T1 auf 5 Volt. T1 sperrt und das Gate von T2 kann sich über R2 auf z.B. 12 Volt aufladen. I.d.R. wird man diese Schaltung nicht einsetzen, wenn es auf schnelle Umladung des Gates von T2 bei hohen Schaltfrequenzen ankommt. Der Gatestrom wird vor Allem durch den Logik-Treiber und den Widerstand R2 begrenzt. Schwieriger wird es, wenn außer den 5 Volt keine weitere Versorgungsspannung zur Verfügung steht, um den Gate-Treiber zu versorgen. Wenn nur ein MOSFET angesteuert werden soll, lohnt es sich auch nicht, einen Spannungswandler (z.B. Ladungspumpe) aufzubauen. Wie im rechten Bild zu sehen ist, gibt es auch in solchen Fällen eine einfache Lösung für mäßige Schaltgeschwindigkeiten. Bei Nullpegel wird der Bootstrap-Kondensator C über D auf etwas weniger als 5 Volt aufgeladen. Bei High-Pegel addiert sich diese Spannung zu den 5 Volt des Logik-Treibers. Das Gate des MOSFETs kann sich dann über R2 auf fast 10 Volt aufladen, was zur Ansteuerung der meisten MOSFETs ausreicht. Leider funktioniert das nicht im statischen Betrieb. Da sich C aber nicht weiter entladen kann, sind auch lange Einschaltzeiten möglich. Natürlich muß der MOSFET einmal ausgeschaltet gewesen sein, damit sich C aufladen konnte. 

Ansteuerung für Hochspannungs-MOSFET-Schalter

Manchmal sollen auch hohe Spannungen mit Halbleitern geschaltet werden. Marktübliche MOSFETs bekommt man für bis zu 1500 Volt Sperrspannung, bipolare Transistoren und IGBTs auch für etwas höhere Spannungen. Sollen aber z.B. 4500 Volt geschaltet werden, sind marktübliche Halbleiter hoffnungslos überfordert. Dazu lassen sich aber MOSFETs sehr gut in Serie schalten. Wegen ihrer Avalanche-Charakteristik teilt sich die Spannung bei Serienschaltung relativ gleichmäßig auf die Einzeltransistoren auf. Trotz der hohen Spannung lassen sich die MOSFETs relativ einfach ansteuern, wie in folgendem Schaltbild zu sehen ist:

Das eigentliche Steuersignal wird nur auf den untersten MOSFET T3 geschaltet, dessen Source mit der Schaltungsmasse verbunden ist. Wird T3 durchgeschaltet, liegt auch der Source von T4 auf Masse und bekommt über D4 und D5 eine Gatespannung. Dadurch schaltet auch T4 durch und legt wiederum den Source von T5 auf Masse, sodass auch dieser über D1, D2 und D3 eine Gatespannung bekommt und ebenfalls durchschaltet. Wird T3 über das Steuersignal gesperrt, steigt dessen Drainspannung soweit an, dass D1, D2 und D4 sperren und keine Gatespannung mehr für T4 und T5 liefern können. Über die Widerstände R1 und R2 werden dann die Transistoren T1 und T2 durchgeschaltet und die Gates von T4 und T5 zügig entladen. Wenn T3 sperrt, sperren also auch T4 und T5. Jetzt können bis zu 4500 Volt bezüglich Schaltungsmasse am Drain von T5 liegen. Zu beachten ist, dass keine zu hohen Ströme geschaltet werden sollten, da der Spannungsabfall an den T3 und T4 den nachgeschalteten Transistoren an Gatespannung verloren geht. Außerdem muß auch der Spannungsanstieg begrenzt werden. Da die Transistoren nicht genau zur gleichen Zeit schalten, könnte der Transistor, der am schnellsten abschaltet, in diesem Fall sicher T3, über einen bestimmten Zeitraum eine zu hohe Spannung abbekommen, während T4 und T5 noch leitend sind. In gewissen Grenzen kann T3 diese Energie abfangen. Passiert das jedoch mit hoher Schaltfrequenz, kann dies zur Überhitzung von T3 führen. Natürlich würde die Schaltung auch zweistufig funktionieren. Dann würde T5 und dessen Ansteuerung wegfallen. Theoretisch kann man aber auch beliebig viele Stufen nachschalten, um noch viel höhere Spannungen schalten zu können. Zu beachten ist nur, dass auch die Letzte Stufe bei maximalem Laststrom noch genügend Gate-Source-Spannung bekommt. Die Dioden für die Gatespannungszuführung (hier D1, D2 und D4) müssen die maximale Sourcespannung des jeweiligen Transistors gegen Schaltungsmasse sperren können. Für T4 reicht eine Diode mit min. 1500V Sperrspannung. Für T5 müssen bereits zwei dieser Dioden in Serie geschaltet werden. Dabei ist zu beachten, dass nur Avalanche-Dioden ohne weitere Beschaltung in Serie geschaltet werden dürfen

Ansteuerung und Schutzschaltung mit GDTs

Trotz der Vielzahl integrierter Gate-Treiber hat auch der GDT (Gate Drive Transformer) noch seine Existenzberechtigung. Insbesondere bei hohen Wandlerleistungen > 1kW ist eine vollständige galvanische Trennung von Last- und Steuerkreis wünschenswert bzw. notwendig. Eine übliche Lösung dafür besteht in der Verwendung von speziellen Optokopplern mit eingebauten Gatetreibern. Diese müssen dann allerdings für jeden Schalter auf der Lastseite mit einem trennenden DC-DC-Wandler versorgt werden. Eine solche Lösung macht z.B. Sinn, wenn statisch oder mit langer Einschaltdauer geschaltet werden soll. Es gibt auch fertige Hybrid-Module mit Schutzschaltung zur galvanisch getrennten Ansteuerung mehrerer Brückenzweige. Diese sind allerdings recht teuer und verlangen vom Entwickler eine gewisse Einarbeitungszeit.
Je nach Wandlertopologie vereinfacht sich die Ansteuerung der Gates durch einen GDT aber erheblich. Gegentaktwandler mit Halb- oder Vollbrücke werden i.d.R. mit einem symmetrischen Steuersignal angesteuert. In solchen Fällen bietet sich die Verwendung eines GDTs an. Ein symmetrisches Steuersignal gewährleistet eine symmetrische Magnetisierung des Übertragerkernes ohne das Risiko einer Kernsättigung. Wie das folgende Beispiel zeigt, läßt sich mit einem GDT nicht nur die Ansteuerung sehr einfach lösen sondern auch eine einfache und wirksame Schutzschaltung:
Die eigentliche Funktion des GDT besteht darin, das Steuersignal des Gatetreibers auf der Niederspannungsseite 1:1 und mit Bezugspegel der Drain- bzw. Emitterleitung auf die Gateleitung zu transformieren. Bei der Ansteuerung von Wandlern hoher Leistung ist ein Überlastungsschutz besonders wichtig. Häufig wird dazu in den Lastkreis ein Stromwandler eingesetzt, dessen Signal von der Schutzschaltung in der Steuerelektronik ausgewertet wird. Auch diese Funktion kann über den GDT sehr einfach verwirklicht werden: Die D-S- bzw. C-E-Strecke des Transistors dient dabei quasi als Messshunt. MOSFETs verhalten sich im eingeschalteten Zustand zunächst wie ein ohmscher Widerstand. Steigt der Strom über die Sättigungsgrenze an, wird der dynamische Widerstand der D-S-Strecke sehr groß und die D-S-Spannung steigt stark an. Ähnlich verhalten sich auch IGBTs. Einige IGBTs, insbesondere diejenigen für höherer Leistung sind sogar Kurzschlussfest. Das bedeutet natürlich nicht, dass man auf die Schutzschaltung verzichten kann. Vielmehr kommt es bei diesen IGBTs bei Überschreitung eines bestimmten Sättigungsstromes, der quasi eine Strombegrenzung darstellt, zu einem Spannungsanstieg an der C-E-Strecke. Die IGBTs überleben eine solche Attacke, obwohl die volle Betriebsspannung anliegt, während der maximale Strom fließt und so eine extrem hohe Verlustleistung im Transistor produziert. Allerdings müssen die IGBTs dann i.d.R. nach spätestens 5-10 µs abgeschaltet werden. So viel Zeit bleibt also der Schutzschaltung, eine Überlastung zu erkennen und die Transistoren abzuschalten. Überwacht man nun im eingeschalteten Zustand der Transistoren die D-S- bzw. C-E-Spannung, kann man diese Spannung dazu nutzen, eine Überlastung zu erkennen. Das hört sich zunächst relativ kompliziert an, da diese Spannung ja potenzialfrei im Lastkreis gemessen werden muss und die Schutzfunktion beim abgeschalteten Leistungsschalter bei hohem Spannungsabfall nicht aktiviert werden darf. Wie im obigen Bild zu sehen ist, läßt sich eine solche Schutzfunktion jedoch sehr leicht realisieren: In einer Brückenschaltung werden die Transistoren üblicherweise mit einer Gatespannung von ca. +/- 15V angesteuert. Zwischen der positiven und der negativen Halbwelle gibt es die obligatorische minimale Totzeit von 0,1...1 µs, in der die Gatespannung bei etwa null liegt. Während der negativen Halbwelle passiert nichts Besonderes. Die -15V gehen direkt zum Gate des Leistungsschalters. C1 wird auf ca. -0,7V aufgeladen. Erst während der positiven Halbwelle tritt die Schutzschaltung in Aktion. R1 versucht, C1 auf 15V aufzuladen. Der durchgeschaltete Leistungsschalter verhindert dies aber, indem er C1 über D2 wieder entlädt. Steigt die Spannung am Leistungsschalter jedoch durch Überlastung an, kann C1 durch R1 entsprechend aufgeladen werden. Übersteigt die Spannung an C1 die Zenerspannung der Z-Diode (hier 6,8V), kann sich am Gate des Thyristors Th eine Spannung aufbauen und diesen Zünden. Die Zündung des Thyristors führt zu einem sofortigem Zusammenbruch der Gatespannung und zur Abschaltung des überlasteten Leistungsschalters. Die Schutzschaltung auf der Niederspannungsseite registriert nun einen heftigen Stromanstieg auf der Primärseite des sekundärseitig kurzgeschlossenen GDT und veranlasst eine komplette Abschaltung des Gatetreibers. Primärseitig genügt es, unabhängig von der Anzahl der zu überwachenden Leistungsschalter, die Gesamtstromaufnahme aller Treiberstufen zu überwachen und diese bei Überlastung mit einer Schutzschaltung gemeinsam abzuschalten.
In Bild 13.3.2E ist eine Vollbrückenschaltung zur Ansteuerung eines Tesla-Trafos zu sehen, bei der die IGBT-Module mit dieser Technik angesteuert und geschützt werden.

© Jörg Rehrmann 2010/2011

Transparente Ansteuerung mit GDTs

Leider hat die Ansteuerung mit GDTs auch Nachteile. Einmal ist es schwierig, den Leistungstransistor mit einem beliebigen Tastverhältnis anzusteuern. Ohne besondere schaltungstechnische Klimmzüge würde man den GDT leicht in die Sättigung fahren oder man bekommt bei langen Einschaltdauern nur noch geringe Spannungspegel. Ohnehin ist es kaum möglich, längere Schaltzeiten zu erreichen. Niedrigere Schaltfrequenzen kann man noch durch Erhöhung der Windungszahlen ausgleichen. Dadurch erkauft man sich aber einen starken Anstieg der Streuinduktivität, die ein direktes schnelles Schalten der Leistungstransistoren verhindert. Hier sind zusätzliche sekundärseitige Treiberschaltungen erforderlich. Außerdem wird die sichere Isolation zwischen Primär- und Sekundärspule mit zunehmender Windungszahl schwieriger. Spätestens bei statischen Schaltvorgängen ist der GDT nicht mehr zu gebrauchen - normalerweise. Wie die folgende Schaltung zeigt, kann man auch mit GDTs einen Transistor transparent, also ohne Einschränkung der Schaltzeiten ansteuern.
Die Grundidee der Ansteuerung beruht darauf, dass MOSFETs und IGBTs zwischen den Steuerflanken keine Steuerleistung benötigen. Im Prinzip würde es reichen, nur einen kurzen Steuerimpuls zu übertragen, der den Transistor ein- oder ausschaltet. Der Zustand zwischen zwei Steuerimpulsen muss zwischengespeichert werden. Ein kurzer Steuerimpuls hat den Vorteil, dass der GDT mit minimaler Kerngröße und Windungszahl auskommt. i.d.R. reicht ein Ringkern mit 10mm Durchmesser und einer einzigen Windung. D.h., die Spulen bestehen nur aus einem Stück Draht, das man durch den Ringkern steckt. Dadurch bietet sich eine besonders einfache Möglichkeit, auch hohe Isolationsspannungen zu erreichen, indem man ein entsprechend spannungsfestes HV-Kabel durch den Kern steckt. Bereits mit dem kleinen 10-mm-Kern lassen sich so problemlos Isolationsspannung von mehreren 10kV erreichen. Um Einschalt- und Ausschaltvorgang eindeutig voneinander trennen zu können, werden Schaltimpulse unterschiedlicher Polarität verwendet. Um einen definierten Anfangszustand zu erreichen, muss zunächst die Betriebsspannung angelegt werden, während sich das Steuersignal auf 0V, also in Stellung "Off" befindet. Damit ist der On-Pulse-Generator, bestehend aus N1 und N2 deaktiviert und gibt eine 0 aus. Der Off-Pulse-Generator (N3 und N4) ist dagegen aktiviert. Er erzeugt kurze Nadelimpulse, die über den Leistungstreiber Dr2 auf den GDT geschaltet werden. Über die Dioden D5 und D6 werden die an der Sekundärwicklung ankommenden Nadelimpulse gleichgerichtet, sodass an C6 in etwa wieder die Betriebsspannung von 15 V anliegt. Die Nadelimpulse erzwingen an C5, je nach Polarität der Impulse, eine Gleichspannung von ca. 0V oder 15V. Die Off-Pulse erzeugen an den Dioden D5 und D6 positive Impulse, die von D5 auf 15V gleichgerichtet werden. Der über D5 fließende Strom entlädt C5. Soll der MOSFET eingeschaltet werden, wird das Steuersignal auf 15V, also in Stellung "On" gelegt. Damit wird der Off-Pulse-Generator sofort deaktiviert, während der On-Pulse-Generator, bestehend aus N1 und N2 aktiviert wird. Dieser ist so beschaltet, dass er seine Arbeit sofort mit der steigenden Flanke des 1. Nadelimpulses beginnt. Die On-Pulse gehen dann über den Treiber Dr1 auf den GDT. An D5 und D6 liegen jetzt negative Impulse an, die von D6 gegen Source-Potenzial geklemmt werden. Der dabei fließende Strom lädt C5 sehr schnell auf ca. 15V auf. Die Spannung an C5 folgt also innerhalb kürzester Zeit der On-Off-Steuerspannung. Man kann daher mit der Steuerspannung die Gatespannung unmittelbar und mit beliebiger Zeitdauer steuern. Falls die Periodendauer des Steuersignales sehr groß wird, fügen die jeweils aktivierten Refresh-Pulse-Generatoren in regelmäßigen Abständen weitere Nadelimpulse hinzu. Dadurch wird gewährleistet, dass die in C5 gespeicherte Schaltspannung nicht wegdriftet. Die Periodendauer der Refresh-Impulse ergibt sich aus der Zeitkonstante C1/R2 bzw. C2/R5. Zur Ansteuerung des Gates ist noch ein komplementärer Emitterfolger nachgeschaltet. Der dient einmal dazu, große Gatekapazitäten schneller umzuladen und außerdem dazu, die Gatespannung des gesperrten Transistors sicher auf 0V zu halten. Ein Spannungsanstieg am Drain von T3 kann sonst das Gate über dessen Miller-Kapazität soweit aufladen, dass er leitend wird. In vielen Anwendungen führt das sehr schnell zur Überhitzung und Zerstörung des MOSFETs. Die Länge der Nadelimpulse wird über die Zeitkonstanten C1/R3 und C2/R6 bestimmt. Die hängt auch von den verwendeten Logik-Bausteinen ab. Mit Bausteinen aus der 40-er Reihe liegt sie mit den angegebenen Bauteilwerten bei ca. 200ns. Wesentlich kürzere Schaltzeiten lassen sich mit Bausteinen aus der 74HC- oder 74AC-Reihe erzielen. Allerdings macht es wenig Sinn, die Impulsdauer kürzer als den Schaltvorgang von T3 zu wählen. Sonst wird es schwierig, in dieser kurzen Zeit die benötigte Energie zum periodischen Laden des Gates über den GDT zu übertragen.

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