In diesem Kapitel möchte ich die Gleichrichter- und -Siebschaltungen behandeln, die sich praktisch in allen elektronischen Geräten befinden, die mit 230 Volt Netzspannung betrieben werden. Die meisten dieser Schaltungen bestehen nur aus einem Brückengleichrichter und einem Elko, aber selbst bei diesen einfachen Ausführungen gibt es einige wissenswerte Dinge zu erfahren.
2.1 Der
Einweggleichrichter
Der Einweggleichrichter
besteht nur aus einer Diode und einem Siebelko. Die Anwendung
beschränkt sich vorwiegend auf Hilfsspannung mit kleiner
Leistung, bei denen man sich den Brückengleichrichter sparen
möchte. In Zeiten, als Gleichrichter noch teuer waren und u.U.
aus vielen großen Selenzellen bestanden, benutzte man
Einweggleichrichter auch für die Versorgung größerer
Verbraucher. Die Nachteile des Einweggleichrichters treten aber
gerade bei hohen Leistungen zutage: Da der Siebelko nur 50 mal pro
Sekunde aufgeladen wird, muss dieser doppelt so groß
ausfallen, wie bei Zweiweggleichrichtern, die den Elko 100 mal pro
Sekunde aufladen. Da nur eine Halbwelle der Wechselspannung belastet
wird, erhält man eine asymmetrische Verzerrung der Netzspannung,
die vor allem den Netztransformatoren wegen des daraus resultierenden
Gleichstromanteiles zu schaffen macht. Zusätzlich werden die
Zuleitungen noch mit einem
erhöhten Effektivstrom belastet. Zwar ist der zeitliche
Mittelwert des Eingangsstrombetrages immer mit dem Ausgangsstrom
identisch, beim Einweggleichrichter kann der Eingangsstrom aber nur
50 mal pro Sekunde während der kurzen Zeit des Scheitelpunktes
einer Halbwelle fließen. Um auf den gleichen Ausgangsstrom
eines Zweiweggleichrichters zu kommen, muss der Stromimpuls etwa
die doppelte Stärke haben. In dem ohmschen Widerstand R der
Zuleitung wird in dieser Zeit die Verlustleistung P = R I2
umgesetzt. Während
sich die Häufigkeit
der Stromimpulse auf 50 Hz halbiert, vervierfacht sich in etwa die
während eines Impulses umgesetzte Leistung. Im Mittel erhält
man beim Einweggleichrichter schließlich etwa die doppelten
Leitungsverluste wie beim Zweiweggleichrichter.
Bild 2.1 Spannungs- und Stromverläufe bei der Einweggleichrichtung
In Bild 2.1 sind die Spannungen Ue, Ua und der Strom I übereinander aufgetragen. Kurz vor dem Scheitelpunkt der positiven Sinushalbwelle, wenn die Eingangsspannung die Spannung am Siebelko übersteigt, beginnt die Diode D zu leiten. In diesem Moment beginnt also der Stromimpuls den Siebelko C zu Laden. Hinter dem Scheitelpunkt sinkt die Eingangsspannung wieder unter die Kondensatorspannung, und der Strom durch die Diode kommt zum Erliegen. Bis zum nächsten Scheitelpunkt, wo der Vorgang von vorne beginnt, kann sich der Elko entladen. Die Entladegeschwindigkeit des Elkos hängt von seiner Kapazität und vom Entladestrom ab. Um die nötige Kapazität zu berechnen, muss man sich überlegen, wie weit sich der Elko zwischen zwei Stromimpulsen entladen darf, ohne dass die Funktion des Verbrauchers beeinträchtigt wird. Dazu kann man sich leicht einprägen, dass sich ein mit 1 Ampere belasteter 1000-µF-Elko um 1 Volt/ms entlädt. Bei der Einweggleichrichtung würde das bei 50 Hz (20 ms) 20 Volt Entladung bedeuten. Bei der Auswahl der Diode ist darauf zu achten, dass sie die Belastung durch die Stromimpulse verträgt, insbesondere den Einschaltstromimpuls, und dass an ihr während des negativen Scheitelpunktes eine Sperrspannung bis zum doppelten Scheitelwert der Eingangswechselspannung anliegt. Bei 230 Volt Netzspannung währen das z.B. 2 x 230 x 1,41 = 649 Volt. Um Spannungsspitzen im Netz überstehen zu können, werden Netzgleichrichterdioden für Einweggleichrichtung mit 1000-1300 Volt Sperrspannung eingesetzt. Insbesondere bei Gleichrichtern, die direkt an der 230-Volt-Netzspannung betrieben werden, kann der Stromimpuls beim Einschalten mit entladenem Elko auf mehrere hundert Ampere ansteigen. Um eventuelle Schäden an Schalter, Diode und anderen Bauteilen zu vermeiden, wird der Einschaltstromstoß mit einem Widerstand in Serie zur Diode begrenzt. Wegen des hohen Effektivstromes in der Diode ist jedoch die Verlustleistung in dem Widerstand relativ hoch. Bei Netzgleichrichtern für Geräte kleiner und mittlerer Leistung sind Widerstandswerte in der Größenordnung von 5 Ohm üblich. Dieser Wert stellt einen guten Kompromiss zwischen notwendiger Einschaltstrombegrenzung und Verlustleistung im Dauerbetrieb dar. Oft werden für die Einschaltstrombegrenzung auch scheibenförmige Heißleiter benutzt. Diese veringern im Betrieb wegen der Erwärmung ihren Widerstand und reduzieren so die Verlustleistung im Dauerbetrieb. Eine weitere häufig angewandte Technik ist das Kurzschließen des Begrenzungswiderstandes nach dem Einschalten mit einem Relais oder einem Thyristor bzw. Triac.
2.2 Der
Brückengleichrichter (Graetz-Brücke)
Der wesentliche Vorteil des Brückengleichrichters
gegenüber dem Einweggleichrichter besteht darin, dass sowohl die
positive wie
auch die negative Halbwelle der Wechselspannung zum Laden des Siebelkos
benutzt werden. Dies hat mehrere Vorteile: Der
Siebelko braucht jetzt nur noch die halbe Zeit zwischen zwei
Stromimpulsen die minimale Versorgungsspannung aufrecht
erhalten. Genau
genommen ist die Überbrückungszeit sogar noch kürzer, da die Lücke
zwischen zwei aufeinander folgenden Sinushalbwellen viel kürzer ist als
10 ms. Der Zeitraum, in dem keine Spannung verfügbar ist, ist dagegen
vergleichsweise kurz. Bei einem Einweggleichrichter kommt über
10
ms überhaupt keine Spannung.
Selbst ein toleranter Verbraucher kann da leicht Aussetzer erleiden.
Der Siebelko beim Brückengleichrichter braucht daher, bei gleicher Leistung, nur noch maximal halb so groß sein wie beim Einweggleichrichter; eine erhebliche Platz- und Kosteneinsparung bei hohen Leistungen. Die symmetrische Belastung der Spannungsquelle ist vor allem bei Netztransformatoren sehr wichtig. Zum einen wird das Leistungspotential des Trafos wesentlich besser genutzt und zum anderen riskiert man keine Überlastung des Trafos durch Sättigungseffekte im Eisenkern. Bei der Einweggleichrichtung entstehen in den Trafospulen resultierende Gleichströme, die bei Kernen ohne Luftspalt sehr leicht zur magnetischen Sättigung des Eisenkernes führen können.
Bild 2.2 Spannungs- und Stromverläufe bei der Brückengleichrichtung
In Bild 2.2 ist die Grundschaltung des aus vier Dioden bestehenden Brückengleichrichters zu sehen. Unabhängig von der Polarität der Eingangsspannung Ue wird immer der negative Pol von Ue über eine der unteren Dioden auf den Minuspol und der positive Pol von Ue über eine der oberen Dioden auf den Pluspol des Siebkondensators geschaltet. Im positiven Scheitelpunkt von Ue sind die Dioden D+ und im negativen die Dioden D- durchgeschaltet. Die maximale auftretende Sperrspannung an den Dioden ist beim Brückengleichrichter nur der einfache Scheitelwert der Wechselspannung. Natürlich hat der Brückengleichrichter auch Nachteile: Da der Strom immer zwei Dioden durchfließen muss, hat man bei Siliziumdioden bei größerer Belastung einen Spannungsverlust von etwa 2 Volt. Bei kleinen Wechselspannungen kann dieser Verlust schon stark ins Gewicht fallen. Durch Verwendung von Niedervolt-Schottky-Dioden (bis ca. 60V Sperrspannung) lässt sich der Spannungsverlust und damit natürlich auch die Verlustleistung im Gleichrichter ungefähr halbieren. Bei höheren Spannungen bringen Schottky-Dioden keinen Vorteil mehr, da diese dann ähnlich hohe Flussspannungen erreichen wie normale Siliziumgleichrichter.
Ein weiterer Nachteil von Gleichrichterbrücken ist, dass Eingangs- und Ausgangsspannung kein gemeinsames Bezugspotential haben. Deshalb muss entweder Eingangs- oder Ausgangsspannung potentialfrei sein. Dies bedeutet z.B., dass bei Messungen hinter einem Brückengleichrichter, der direkt mit 230-Volt-Netzspannung betrieben wird, immer ein Trenntrafo vorgeschaltet werden muss. Sonst würde man bei Berührung der geerdeten Masse des Oszilloskopes mit dem Minuspol des Siebelkos unweigerlich einen Kurzschluss verursachen. Aus Sicherheitsgründen sollte man den Trenntrafo aber sowieso bei allen Arbeiten im Netzspannungsbereich verwenden. Als Gleichrichter noch sehr groß und teuer waren, war die Notwendigkeit von vier Dioden ein großer Nachteil des Brückengleichrichters. Da heute Siliziumdioden und auch fertige Gleichrichterbrücken sehr preisgünstig zu bekommen sind, ist dieser Faktor bedeutungslos geworden. Die Einschaltstrombegrenzung geschieht in gleicher Weise wie beim Einweggleichrichter.
2.3 Der
Mittelpunktgleichrichter
Der
Mittelpunktgleichrichter ermöglicht es, trotz Einsparung von
zwei Dioden, die Vorteile des Brückengleichrichters hinsichtlich
Siebelko zu nutzen. Allerdings ist zum Betrieb der
Mittelpunktschaltung ein Netztrafo mit doppelter Sekundärwicklung
nötig.
| Bild 2.3 A Einfacher Mittelpunktgleichrichter |
Bild 2.3 B Doppelter Mittelpunktgleichrichter |
Die Wicklungen W1 und W2 sind so geschaltet, dass sie zwei gegenphasige und gleich große Wechselspannungen zur Verfügung stellen. In Bild 2.3 A ist ein einfacher Mittelweggleichrichter aufgezeigt. Jede der Dioden D1 und D2 arbeitet als Einweggleichrichter. Da die Dioden jedoch im Gegentakt arbeiten, wird der Kondensator C zweimal pro Periode, also alle 10 ms geladen. Bei der Dimensionierung des Siebelkos kann man wie beim Brückengleichrichter verfahren. Natürlich führt auch hier die Einweggleichrichtung der einzelnen Dioden zu einem resultierenden Gleichstrom in den Wicklungen W1 und W2. Dem Trafo schadet das aber nichts, da sich die in W1 und W2 entstehenden entgegengesetzten Gleichmagnetfelder gegenseitig aufheben. Der einfache Mittelpunktgleichrichter wurde vor allem zu Zeiten eingesetzt, als Diodenkosten noch eine wesentliche Rolle spielten. Heute wird er nur noch bei niedrigen Spannungen verwendet, um die doppelte Verlustspannung (und Verlustleistung) des Brückengleichrichters zu vermeiden. Bei höheren Spannungen überwiegt dann der Nachteil der höheren Trafokosten aufgrund der zusätzlichen Anschlüsse und des zusätzlichen Kupferdrahtes.
Bild 2.3 B zeigt, dass sich dagegen die doppelte Mittelpunktschaltung für symmetrische Versorgungsspannungen sehr vorteilhaft einsetzen lässt. Dazu werden einfach die bisher ungenutzten negativen Halbwellen der Wicklungsspannungen mit den Dioden D3 und D4 gleichgerichtet und mit dem Elko C- gesiebt. Positive und negative Ausgangsspannung haben dabei eine gemeinsame Masse. Wer sich die Schaltung der Dioden genauer betrachtet, wird feststellen, dass sie mit dem Brückengleichrichter identisch ist. Die doppelte Mittelpunktschaltung erlaubt daher die Verwendung handelsüblicher Gleichrichterbrücken. Da der doppelte Mittelpunktgleichrichter aus zwei einfachen voneinander unabhängigen besteht, ist auch eine stark unsymmetrische Belastung der positiven und negativen Betriebsspannung zulässig. Eine weitere Anwendung der doppelten Mittelpunktschaltung ist die Erzeugung von zwei Betriebsspannungen gleicher Polarität. Dazu definiert man i.d.R. die negative Ausgangsspannung als Masse und man erhält zwei positive Ausgangsspannungen, von denen die eine doppelt so groß ist wie die andere. Ein praktisches Beispiel ist die Erzeugung einer +5 Volt und 12 Volt Versorgungsspannung für Schaltungen mit TTL-Logikbausteinen und Analogtechnik.
2.4 Gleichrichter mit
Spannungsvervielfachung
Manchmal werden in einer
Schaltung höhere Spannungen benötigt, als dem Scheitelwert
der zur Verfügung stehenden Wechselspannung entspricht. Dies
kann unterschiedliche Gründe haben:
- Bei der Wechselspannung handelt es sich um die nicht veränderbare Netzspannung.
- Ein Trafo mit zusätzlicher Wicklung wäre zu teuer.
- In einem Hochspannungsnetzteil wäre eine Hochspannungswicklung zu teuer.
| Bild 2.4 A Verdopplerschaltung, symmetrisch (Delon) |
Bild 2.4 B Verdopplerschaltung, Brückengleichrichter oder Verdopplerschaltung, symmetrisch (Delon) |
Bild 2.4 C Verdopplerschaltung, asymmetrisch (Villard) |
Bei den Verdopplerschaltungen gibt es zwei unterschiedliche Schaltungsversionen mit unterschiedlichen Vor- und Nachteilen. In Bild 2.4 A ist die symmetrische Version dargestellt. Die Dioden D1 und D2 arbeiten jeweils als Einweggleichrichter. D1 richtet die positive Halbwelle gleich, die mit C1 gesiebt wird. Dementsprechend wird die negative Halbwelle mit D2 gleichgerichtet und gesiebt. An den beiden Elkos liegt dann insgesamt der Spitze-Spitze-Wert der Wechselspannung an. Der Vorteil dieser Schaltung ist, dass sie in Verbindung mit einem Brückengleichrichter und einer optionalen Brücke wahlweise als Verdoppler- oder als Brückengleichrichter verwendet werden kann. Eine sehr beliebte Anwendung ist der Netzgleichrichter, der wahlweise zwischen 115 und 230 Volt Netzspannung umgeschaltet werden kann. Im „230-Volt-Modus“ arbeiten die Dioden D1 bis D4 als Brückengleichrichter. C1 und C2 sind einfach nur in Serie geschaltet und ergeben als Gesamtkapazität den halben Wert von C1 bzw. C2. C1 und C2 brauchen daher auch nur die halbe Gleichspannung Ua aushalten. Die Widerstände R1 und R2 sind gleich groß und sollen dafür sorgen, dass sich die Gesamtspannung zu gleichen Teilen auf C1 und C2 verteilt. Der genaue Wert ist unkritisch, sollte aber so groß sein, dass keine zusätzlichen Kühlprobleme oder unnötige Verluste entstehen. Im 115-Volt-Modus wird die Verbindung der Dioden D3 und D4 direkt mit der von C1 und C2 verbunden (gestrichelte Linie). D3 und D4 liegen jetzt in Sperrichtung direkt parallel zu den Elkos C1 und C2 und sind daher ohne Funktion. Übrig bleibt deshalb nur die einfache Verdopplerschaltung aus Bild 2.4 A. Für die Auslegung nachfolgender Siebschaltungen ist zu beachten, dass die Restbrummfrequenz, obwohl es sich um zwei Einweggleichrichter mit je 50 Hz Brummfrequenz handelt, 100 Hz beträgt. Dies lässt sich dadurch erklären, dass durch die gleichphasige, aber um eine halbe Periodendauer zeitlich versetzte Addition der einzelnen sägezahnförmigen Brummspannungen die 50-Hz-Grundschwingung samt ihrer ungeradzahligen Oberschwingungen ausgelöscht wird. Übrig bleiben die geradzahligen Oberschwingungen, die wieder eine Sägezahnschwingung mit doppelter Grundfrequenz bilden. Darauf näher einzugehen würde an dieser Stelle aber zu weit führen. Ein Nachteil dieser Verdopplerschaltung ist, wie beim Brückengleichrichter, dass Eingangs- oder Ausgangsspannung potentialfrei sein müssen, also kein gemeinsames Bezugspotential haben.
In Bild 2.4 C ist die asymmetrische Verdopplerschaltung zu sehen. D1 und C1 arbeiten als gewöhnlicher Einweggleichrichter, wobei C1 mit dem einfachen Scheitelwert der Wechselspannung aufgeladen wird. Da der Minuspol von C1 direkt mit der Eingangswechselspannung verbunden ist, addiert sich die Gleichspannung am Pluspol zur Wechselspannung. Am Pluspol entsteht also eine Spannung, deren Wert zwischen null und dem doppelten Scheitelwert der Wechselspannung schwingt. Die positive Spitze dieser pulsierenden Gleichspannung wird dann mit D2 auf den Elko C2 geschaltet, an dem dann der doppelte Scheitelwert als Gleichspannung zur Verfügung steht. C1 wird während der negativen und C2 während der positiven Halbwelle geladen. Die Restbrummfrequenz ist bei der asymmetrischen Verdopplerschaltung daher nur 50 Hz. Die Dimensionierung von C2 ist deshalb auch wie beim Einweggleichrichter vorzunehmen. Während des positiven Scheitelpunktes, wenn C2 geladen wird, wird C1 entladen und es entsteht außer durch die Brummamplitude noch ein zusätzlicher Spannungsverlust. Eine sinnvolle Dimensionierung wäre es sicher, wenn der Spannungsverlust durch die Entladung von C1 und C2 relativ zur jeweiligen Kondersatorspannung gleich ist. Da an C2 die doppelte Spannung anliegt wie an C1, ist dies genau dann der Fall, wenn die Kapazität von C1 doppelt so groß ist wie die von C2. Der große Vorteil der asymmetrischen Verdopplerschaltung besteht darin, dass Eingangs- und Ausgangsspannung ein gemeinsames Bezugspotential haben und dass sie beliebig kaskadierbar ist. Mit je zwei Kondensatoren und zwei Dioden pro Stufe lassen sich Spannungen von jeweils dem doppelten Scheitelwert pro Stufe hinzufügen. In Bild 2.4 D ist eine dreistufige Vervielfacherkaskade aufgezeigt. Die Ausgangsspannung beträgt dann im Idealfall fast das 8,5-fache des Effektivwertes der Wechselspannung; bei 230 Volt Netzspannung wären das fast 2000 Volt.
Bild 2.4 D Dreistufige Vervielfacherkaskade für positive Ausgangsspannungen
Vervielfacherkaskaden werden vor allem zur Erzeugung hoher Spannungen eingesetzt. Dadurch kann man die wegen der Isolationsprobleme recht teuren Hochspannungswicklungen vermeiden. Dies betrifft vor allem Transformatoren kleinerer Leistung, die wegen ihren mechanischen Abmessungen nicht so hohe Ausgangsspannungen zulassen. Der Wirkungsgrad der Kaskade ist sehr hoch, da bei höhere Spannungen die Durchlaßspannungen der Dioden nicht mehr ins Gewicht fallen und die Kondensatoren bei guter Dimensionierung kaum Verluste verursachen. Die optimale Dimensionierung der Kondensatoren ist allerdings etwas komplizierter als bei der Verdopplerschaltung. Zu beachten ist zunächst, dass an allen Kondensatoren außer C1 die doppelte Scheitelspannung anliegt. Anschaulich dürfte klar sein, dass bei einer Spannungsvervielfachung der Eingangsstrom wesentlich größer sein muss als der Laststrom der Ausgangsspannung Ua. Setzt man jetzt wieder die Bedingung voraus, dass an allen Kondensatoren die gleiche relative Brummspannung entstehen soll, müssen die Kondensatoren in der ersten Stufe entsprechend größer ausgelegt werden als die der letzten Stufe. Dies ist vor allem dann wichtig, wenn Kosten für teure Hochspannungskondensatoren eingespart werden sollen. Spielen die Kosten der Kondensatoren keine große Rolle, werden, wegen der einfacheren Beschaffung, meistens Kondensatoren mit der gleichen Kapazität eingesetzt. Es ist relativ kompliziert und schwer durchschaubar, sich die Ladungsverschiebung in den einzelnen Kondensatoren bei jeder Halbwelle zu überlegen. Mit einer einfachen Überlegung kommt man jedoch schneller zum Ziel: Am Ausgang fließt ein Laststrom, der naturgemäß nicht über die Kondensatoren fließen kann und deshalb nur als resultierender Gleichstrom über die Dioden D1-D6 kommen kann. Da an den Verbindungspunkten der Dioden auch nur Kondensatoren angeschlossen sind, kann sich dieser Gleichstrom auch nicht verzweigen und muss daher in allen Dioden gleich sein. Da jede Diode nur einmal pro Periode einschaltet, muss auch die während der Stromflussphase übertragene Ladung in allen Dioden gleich sein. Für die Optimierung der Kapazitäten muss man in der letzten Stufe ansetzen. Dabei betrachtet man nur den positiven Scheitelpunkt der Wechselspannung, wenn ein Teil der Ladungen von C1, C3 und C5 auf die Siebelkos C2, C4 und C6 übertragen wird. An C5 und C6 liegen die gleichen Spannungen an. Deshalb müssen auch deren Kapazitäten gleich sein. Schwieriger wird es schon bei C3 und C4. In C4 fließen die gleichgroßen Ladeströme von D4 und (über C6) von D6. Auf C4 gelangt also insgesamt die doppelte Ladung wie auf C6. Bei gleicher Brummspannung muss also C4 doppelt so groß sein wie C6. Das gleiche gilt dann auch für C3, der doppelt so groß wie C5 sein muss, weil er die Ladung von C6 über C5 und D6 und die gleich große Ladung von C4 über D4 überträgt. Auf C2 gelangen dann schließlich die Ladungen von D2, D4 und D6. C2 muss deshalb dreimal so groß sein wie C6. Da an C1 nur die einfache Scheitelspannung anliegt, muss er wieder doppelt so groß sein wie C2, also sechsmal so groß wie C6. Das Ganze lässt sich natürlich beliebig fortführen, allerdings nimmt die relative Kapazitätzänderung zwischen den ersten Stufen mit zunehmender Stufenzahl ab, sodass es sich nicht immer lohnt, unterschiedliche Kondensatoren einzusetzen. Bei der bisherigen Betrachtung habe ich nur das Verhältnis der Kapazitätswerte untereinander bestimmt. Um eine absolute Dimensionierung festzulegen, nimmt man wieder den Siebkondensator der letzte Stufe, der ja genau mit dem Ausgangsstrom belastet wird. Bei einer n-stufigen optimierten Kaskade, bei der der erste Siebkondensator n mal so groß ist wie der letzte, entsteht am letzten Kondensator ein n-tel der gesamten Brummspannung. Der letzte Kondensator wird deshalb so dimensioniert, dass beim maximalen Laststrom ein n-tel der maximal zulässigen Brummspannung nicht erreicht werden kann. Die Berechnung der Brummspannung ist mit der des Einweggleichrichters identisch. Die Belastung der Dioden ist in allen Stufen prinzipiell gleich, jedoch unterliegen D1 und D2 einer verstärkten Einschaltstrombelastung. Bei Verwendung unterschiedlich großen Kondensatoren ist außerdem zu beachten, dass sich im Falle eines Kurzschlusses der Ausgangsspannung die Kondensatoren der ersten Stufen über die Dioden der letzten Stufen entladen und diese zerstören können. Ein Schutzwiderstand zur Strombegrenzung sollte deshalb in die Ausgangsleitung eingebaut werden.
Über die Eigenschaften der Vervielfacherschaltungen sind diverse Gerüchte im Umlauf, die ich an dieser Stelle einmal richtigstellen will.
- Der Wirkungsgrad ist prinzipiell sehr hoch. Wenn die Flussspannung der Dioden gering gegenüber der Eingangsspannung ist, sind auch die Verluste sehr gering.
- Der Innenwiderstand der Ausgangsspannung kann sehr niedrig sein, wenn die Kondensatoren ausreichend groß dimensioniert sind.
- Alle Dioden werden gleichermaßen im Mittel mit dem Ausgangsstrom belastet. Die Belastung der Dioden ist ansonsten unabhängig vom Eingangsstrom und von der Anzahl der Stufen.
2.5 Drehstromgleichrichter
Steht in einem Gerät
Drehstrom zur Verfügung, ist es sinnvoll, größere
Gleichstromverbraucher mit einem Brückengleichrichter für
Drehstrom zu versorgen. Der Drehstromgleichrichter ist fast genauso
aufgebaut wie der normale Brückengleichrichter, hat aber ein
drittes Diodenpaar, um die drei Phasen anschließen zu können.
Bild 2.5 Schaltung und Spannungsverhältnisse beim Drehstrom-Brückengleichrichter
In Bild 2.5 sieht man die drei um jeweils 120° bzw. 2/3π versetzten Drehstromphasen. Die drei Dioden D1-D3 suchen sich jeweils die positive Halbwelle mit dem höchsten Momentanwert heraus und bilden so die positive Ausgangsspannung +Ua. Genauso bilden die Dioden D4-D6 aus den negativen Halbwellen die negative Ausgangsspannung -Ua. Die Spannungen +Ua und -Ua sind im Diagramm jeweils fett gezeichnet. Die zur Verfügung stehende Gleichspannung ist die oben ebenfalls eingezeichnete Differenzspannung +Ua-(-Ua). Besonders interessant beim Drehstromgleichrichter ist, dass die Gleichspannung nie auf null zurückgeht und das die Restbrummfrequenz der sechsfachen Netzfrequenz entspricht. Zur Berechnung der minimalen und maximalen Ausgangsspannung wurde der Minimumpunkt π/2 und der Maximumpunkt 2/3π ausgerechnet. An beiden Punkten bilden die Phasen U1 und U2 die Ausgangsspannung. Setzt man die Werte in die Zeitfunktionsgleichungen dieser Phasen ein und bildet jeweils die Differenz von U1 und U2, erhält man den Minimal- und Maximalwert der Ausgangsgleichspannung. Die Ausgangsspannung schwingt also zwischen dem 1,5-fachen und dem 1,73-fachen des Scheitelwertes der einzelnen Phase (gegen den Nulleiter gemessen). Bei 230 Volt Netzspannung bzw. 400 Volt Drehstrom würde ein Brückengleichrichter eine Spannung zwischen 488 und 563 Volt (abzüglich der doppelten Diodenflussspannung) liefern. Unter diesen Umständen ist es dann auch möglich, auf den Siebelko zu verzichten. Falls ein Schaltregler betrieben werden soll, muss auf jeden Fall ein Entstörfilter vorgeschaltet werden.
2.6 Siebschaltungen für
Gleichrichter
Wenn die gleichgerichtete
Spannung ohne elektronischen Spannungsregler einen Verbraucher
betreiben soll, kann es sein, dass die Restbrummspannung sich
noch störend auf die Funktion auswirkt. Für
50-Hz-Anwendungen haben diese Siebschaltungen heute kaum noch
Bedeutung. Entweder werden heutzutage die Betriebsspannungen
elektronisch stabilisiert oder die Schaltung ist unempfindlich gegen
Brummspannungen wie dies z.B. in Audioverstärkern üblich
ist. Die Brummspannung durch Vergrößerung des Siebelkos zu
verkleinern ist sehr uneffektiv, da hier für sehr große
und teure Elkos erforderlich wären. Wirksamer sind mehrere
kleine Elkos, die in einer RC-Siebkette geschaltet sind. Besser, aber
auch teurer und größer, sind Siebdrosseln zum Ausfiltern
der Brummspannung.
| Bild 2.6 A RC-Siebkette | Bild 2.6 B LC-Siebkette |
Die RC-Siebkette in Bild 2.6 A ist die einfachste und gebräuchlichste. Um die 100-Hz-Brummspannung deutlich zu senken, sollte die Grenzfrequenz ft = 1/(2πRC2) des Tiefpasses R, C2 deutlich unter 100 Hz liegen. Dabei darf der Widerstand R natürlich nicht zu groß gewählt werden, damit die Verlustleistung P = RI2 nicht zu groß wird. Wesentlich wirksamer ist die LC-Siebkette in Bild 2.6 B. Auch hier sollte die Grenzfrequenz fg = 1/(2π√√LC 2) deutlich unter 100 Hz liegen. Der Vorteil der Siebdrossel besteht darin, dass, bei gleicher Grenzfrequenz, der ohmsche Widerstand und der Verlust deutlich geringer ist als beim Siebwiderstand. Außerdem fällt die Durchlässigkeit der Siebung oberhalb der Grenzfrequenz etwa doppelt so steil ab wie beim RC-Siebglied. Die Siebdrossel muss so dimensioniert werden, dass der Eisenkern durch den Betriebsstrom nicht in die magnetische Sättigung geraten kann. Eisenkerne von Siebdrosseln besitzen deshalb immer einen Luftspalt.
2.7
Einschaltstrombegrenzung für Gleichrichterschaltungen
Bei einfachen Netzteilen
mit 50-Hz-Netztrafo reicht der Innenwiderstand des Trafos aus, um den
Einschaltstrom auf ungefährliche Werte zu begrenzen. Wesentlich
kritischer sind Gleichrichterschaltungen, die direkt an der
Netzspannung betrieben werden. Der Innenwiderstand der
230-Volt-Netzspannung ist so gering, dass bei großen
Siebelkos im Einschaltmoment Ströme im kA-Bereich fließen
können. Obwohl Gleichrichterdioden sehr hohe Spitzenströme
vertragen, sind sie mit solchen Werten völlig überlastet.
Ganz davon abgesehen bringen solche Stromspitzen massive
Verschleißerscheinungen an den Schalterkontakten mit sich.
Weiterhin müssten die Sicherungen weit überdimensioniert
werden oder sehr träge sein, damit sie durch den Einschaltstrom
nicht ansprechen. Aus den genannten Gründen müssen
zumindest alle Netzgleichrichter mit einer Einschaltstrombegrenzung
versehen werden. Dabei ist es auch egal, welche der beschriebenen
Gleichrichterschaltungen verwendet wird. Die häufigste
Ausführung von Netzgleichrichtern ist der in Bild 2.2
beschriebene Brückengleichrichter. Er hat den Vorteil, dass
er mit nur einem Hochvoltelko und einer zweipoligen Spannungsquelle
auskommt und trotzdem beide Halbwellen verwertet. Da große
Hochvoltelkos relativ teuer sind, wird aus Kostengründen
meistens diese Variante gewählt. Als Alternative zum
Brückengleichrichter käme ohnehin nur eine
Verdopplerschaltung in Frage. Dann müsste man mit
Gleichspannungen von über 600 Volt hantieren, was bei
Halbleitern für kleine bis mittlere Leistungen problematisch
werden könnte. Dazu haben Verdopplerschaltungen den Nachteil,
dass die Elkos bei 50 Hz nur 50 mal pro Sekunde nachgeladen
werden. Die Elkos in Verdopplerschaltungen müssen daher
insgesamt mehr Energie speichern können als Siebelkos für
Brückengleichrichter gleicher Leistung. Das würde dann
zusätzlich zu den Mehrkosten und dem größeren
Bauvolumen noch das Einschaltproblem verschärfen.
Bei Gleichrichterschaltungen für kleine Leistungen lässt sich das Problem relativ leicht lösen. Dazu fügt man einfach einen kleinen Drahtwiderstand in Serie zum Gleichrichter ein. Ein Drahtwiderstand sollte es sein, weil Widerstandsdraht eine höhere Wärmekapazität hat als dünne Metall- oder Kohleschichten und deshalb den Einschaltstromimpuls besser verträgt. Üblich sind Werte um 5 Ohm. Das reicht, um die Dioden vor Überlastung zu schützen. Viel größer darf der Widerstand aber auch nicht sein, da sonst mit einer erheblichen Verlustleistung zu rechnen ist. Wegen des hohen Oberwellenanteiles des Eingangsstromes ist der Effektivstrom durch den Widerstand deutlich höher als man es bei sinusförmigen Strömen mit gleicher Leistung erwarten würde. Um den Wirkungsgrad zu verbessern, ist es üblich, statt eines normalen Widerstandes einen NTC-Widerstand einzusetzen. Nachdem der Elko aufgeladen wurde, erwärmt sich der Heißleiter und wird niederohmig, sodass sich die Verlustleistung auf ein Minimum reduziert. Diese Lösung ist zwar sehr einfach, hat aber den Nachteil, dass sie bei einer kurzen Stromunterbrechung nicht mehr funktioniert. Wird der Elko durch die angeschlossene Last nach einer Stromunterbrechung schnell entladen, und wenige Sekunden später wieder aufgeladen, ist der Heißleiter noch heiß und niederohmig. Das kann zu einem zu hohen Einschaltstrom führen, der die Bauteile gefährdet. Dies könnte man dadurch verhindern, dass die Last automatisch abgeschaltet wird, sobald die Netzspannung unterbrochen ist. Der Elko bleibt dann bis zum Wiedereinschalten der Stromversorgung weitgehend aufgeladen. Bei einer längeren Stromunterbrechung kann der Heißleiter abkühlen und auch den Ladestrom eines ungeladenen Elkos begrenzen. Geeignete Heißleiter zur Einschaltstrombegrenzung werden in Scheibenform speziell für diesen Zweck hergestellt und haben meistens Werte zwischen 4,7 und 22 Ohm.
Bild 2.7 Verschiedene Standardmethoden zur Einschaltstrombegrenzung
Eine weitere etwas aufwendigere Methode besteht darin, dass man einen normalen Drahtwiderstand zur Strombegrenzung einsetzt und diesen nach dem Aufladen des Elkos kurzschließt. Als Schalter eignet sich z.B. ein Thyristor. Dies hat allerdings den Nachteil, dass die Ansteuerung des Gates auf einem Potential von rund + 300 Volt möglicherweise nicht ganz einfach ist. Alternativ kann der Widerstand auch in die negative Betriebsspannungsleitung eingefügt und von einem Triac kurzgeschlossen werden. Ein Triac kann mit einer kleinen positiven Steuerspannung bezüglich der negativen Betriebsspannungsleitung gezündet werden. Eine völlig potentialfreie Überbrückung des Widerstandes ist mit einem Relais oder einem Optotriac möglich.
Eine weitere elektronische Einschaltstrombegrenzung, die für Anwendungen in Schaltnetzteilen größerer Leistung gedacht ist, ist in Bild 11.2 D zu sehen